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Post-Filter-Feedback
#1
Nach zahlreichen Fehlschlägen schon in der Simulation zeichnet sich ein erstes Erfolg versprechendes Konzept ab:

.asc   afe_type1_gain_2017_04_22.asc (Größe: 5,44 KB / Downloads: 122)

   

Gezeigt ist hier der Verstärkungsfrequenzgang bei unbelastetem! Ausgang.
...mit der Lizenz zum Löten!
 
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#2
Hierzu noch ein paar Anmerkungen

Die Schleifenstabilität wird in derselben Weise eingestellt wie bei einem Buck-Regler im voltage mode.
Im Unterschied zum Buck-Regler sieht der class-d-amp konstante Last bei variabler Ausgangsspannung.
Und von daher ist der TypIII-compensator hier die schlechteste Lösung:
Um den geforderten Phase-boost zu erreichen, wäre ein k-faktor bei 10 anzusetzen. 
Setzt man den PWM-Takt auf 1MHz, folgt eine maximale Transitfrequenze der Regelschleife bei 200kHz.
Also muß die LC-Resonanz auf 20kHz abgesenkt werden.
Dabei fällt der Gegenkopplungsfaktor im Audiobereich in Bodenlose...
-> nicht praktikabel für Audio mit F(Pwm) <=1MHz
Hier bietet sich der TypI-Kompensator an, also ein einfacher Integrator.

Der class-d-amp wird modelliert durch einen idealen Spannungsverstärker.
Diese Vereinfachung ist zulässig, solange die Transitfrequenz der Schleifenverstärkung <Fclk/5 gilt.

Um Leerlaufstabilität zu gewährleisten, ist ein snubber unerläßlich.
Abweichend vom üblichen Konzept wird die erforderliche Dämpfung hier mit einem Serienwiderstand erreicht.
Dies ergibt den besseren Phasenverlauf und zusätzlich einen Pfad zur weiteren Verbesserung des Frequenzganges -
dieser Schaltungsteil ist der eigentliche Trick des Ganzen.
Andernfalls fällt bei 20kHz die Verstärkung um 3dB ab.

Dieser Serienwiderstand erzeugt zusätzliche LeerlaufVerluste, diese steigen quadratisch mit der Betriebsspannung.
Bei 500kHz und 24V zeigt die Simulation 38mW Verlust an, dies sollte also kein show stopper werden.
Da es hier nicht auf besondere Induktionsarmut ankommt, kann ein Drahtwiderstand (1..4W) eingesetzt werden.
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#3
Was soll das Feedback denn bewirken? Nur den Frequenzgang gerade halten?
 
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#4
(22.04.2017, 09:43 PM)kahlo schrieb: Was soll das Feedback denn bewirken? Nur den Frequenzgang gerade halten?

Den Frequenzgang linearisieren, und zwar mit und ohne Last, also den Resonanzpeak ausbügeln.
Pre-Filter Feedback kann nicht das Resonanzklingeln des Ausgangskreises dämpfen -
unter Laborbedingungen mit hinreichend reellen dummies ist dies kein Problem.
In der Realität gibt es keine Lautsprecher, die im Bereich der LC-Eigenresonanz auch nur eine annähernd reelle Last darstellen.
Alles in allem also eine latente Instabilität, die in der Praxis solange nicht zum Tragen kommt wie keine höherfrequenten Signale anliegen.

Ausserdem sollte die zusätzliche Gegenkopplung im Audiobereich den Klirrfaktor und das Eigenrauschen weiter absenken.
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#5
Hab das Ganze jetzt in Hardware aufgebaut und getestet. Angesteuert mit 1kHz Rechteck, kurz vor dem clipping.
Zuerst ohne Last
   


Dann mit 5Ohm Dummy
   

Das sieht soweit schon sehr ordentlich aus, nahezu traumhaft Wink

aaaabaaa

Sobald ich das loop schließe, wird der Klirrfaktor unterirdisch, d.h. 0,5..1% bei 1kHz,
bei 20kHz sieht man die unsymmetrischen Verzerrungen bereits auf dem Scope.
Irgendwas ist immer motz motz motz
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#6
tja, irgendwas... Rolleyes 
wobei das Rechteck ja fast perfekt kommt Cool


aber
Zitat:Abweichend vom üblichen Konzept wird die erforderliche Dämpfung hier mit einem Serienwiderstand erreicht.
verstehe ich nicht ; du meinst C5 / R2 `?  das ist doch ganz "normal" ,,, misstrau
    Don't worry about getting older.  You're still gonna do dump stuff...only slower
 
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#7
Getestet wurde am TPA3118. Der kann auschließlich BTL-mode, kein SE.
Die interne Verkopplung hat einerseits den Vorteil, das man mit einem einzigen Ansteuersignal die Brücke ansteuern kann.
Andererseits sah das Ausgangssignal eines einzelnen Ausganges immer schlechter aus als beim Brückenausgang.
Hier scheinen sich irgendwelche "SE-Verzerrungen" zu kompensieren.
Aus diesem Grunde werde ich als nächstes eine voll differentielle postfilter-Gegenkopplung implementieren, in etwa so
   

Btw - das hier angewandte "state space average model" hat soweit recht gute Übereinstimmung zwischen Simulation und Realität gezeigt.
Mit anderen Worten: Es geht auch ohne TINA Big Grin

Zum Vergleich die Simulation:

   
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#8
(23.04.2017, 08:36 AM)alfsch schrieb: tja, irgendwas... Rolleyes 
wobei das Rechteck ja fast perfekt kommt Cool


aber
Zitat:Abweichend vom üblichen Konzept wird die erforderliche Dämpfung hier mit einem Serienwiderstand erreicht.
verstehe ich nicht ; du meinst C5 / R2 `?  das ist doch ganz "normal" ,,, misstrau

Nein, ist es nicht. Der Serienwiderstand ist hier kleiner als die nominelle Ausgangsimpedanz. Und der parallell geschaltete Kondensator ist höchstens ebenso groß, eher kleiner als C5.
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#9
Macht dir C9 nicht einen D-Anteil drauf?
 
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#10
Vermutlich ja.

Phasenvorlauf braucht man hier einfach um den LC-Doppelpol zu bändigen.

Die gezeigte Lösung ist das Resultat aus 3/4-Wissen und Intuition.
D.h. es war auch viel Probiererei dabei.
In der Simu läßt sich über den Wert von C9 der Amplitudenfrequenzgang bei 20kHz optimieren.
Und dies wurde auch in der Praxis so bestätigt.
Probier es einfach mal aus in der Simu.
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#11
Ich versteh deine Simu nicht...warum hast du transiente Vorgänge bei einem AC-Modell?
Und, hast du den Wandler mit einem festen Gain von 10 modelliert, oder übersehe ich was?
 
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#12
Hmm, Deine Frage verstehe ich nicht ganz.
Der Class-D-amp wird modelliert durch eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle mit 10-facher Verstärkung.
Dies ist möglich mit den Einschränkungen des state space average model.
Damit führe ich TA und AC-Analysen durch.
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#13
Ach, jetzt...klar. Danke.
 
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#14
Am TPA3118 messe ich typischerweise 0,03% THD zwischen Ausgängen A+B (=BTL), jedoch 0,3% zwischen A oder B und GND (=SE).
Dies erklärt die hohen Verzerrungen bei SE-postfilter-fb.

Die differentielle Variante habe ich inzwischen zum Laufen gebracht, THD ist jetzt wieder im Normalbereich, d.h. praktisch genauso wie vorher ohne das AFE.
Das Impulsverhalten bleibt wie gehabt ordentlich und ändert sich kaum über der Last. Ohne AFE, aber mit dem beschrieben Ausgangsfilter, zeigt sich folgendes Impulsverhalten, zuerst mit 5R dummy-Last

   

Dann ohne Last
   

Ohne diesen snubber, also in der Standard-Beschaltung, sieht das natürlich noch krasser aus.
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#15
Die Schaltung ist nun aktualisiert:

   

.asc   afe_type1_1khz_square_2017_04_23.asc (Größe: 7,78 KB / Downloads: 86)
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#16
Zu guter Letzt das  1kHz-Rechteckverhaltens mit aktuellem AFE - erst o. Last
   

Dann mit 5R Dummy-Last
   
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#17
Wieviel Verbesserung hast du gegenüber "ohne" erreicht?
 
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#18
ohne was?
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#19
Na ohne die AFE und das Feedback. Laut Simul in TINA sollten da ja Welten dazwischen liegen.
 
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#20
(24.04.2017, 01:10 PM)christianw. schrieb: Na ohne die AFE und das Feedback. Laut Simul in TINA sollten da ja Welten dazwischen liegen.
So ist es, das LC-Filter peakt und klingelt ohne Ende - vorausgesetzt es liegt am Eingang ein nennenswert hochfrequentes Signal an.
Sprich mit dem Output einer Soundkarte besteht da kaum Gefahr.
Mit einem scharfflankigen Rechteckgenerator schon eher.
...mit der Lizenz zum Löten!
 
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