https://stromrichter.org/ Fri, 29 May 2026 22:09:06 +0000 MyBB https://stromrichter.org/showthread.php?tid=3026 Thu, 01 Sep 2011 11:14:34 +0000 https://stromrichter.org/showthread.php?tid=3026
sacht mal Freunde der Kunst, kennt einer von Euch den Hr. Kaspar Sinding Meyer ?

Versau mir grad den Tag, da ich versuche das irgendwie händelbar zu bekommen,
was der gute Mann in seiner Masterarbeit da abgezogen hat.

Guckt mal selber :

low_dist_amp_master.pdf

Hals- und Beinbruch ... ]]>
sacht mal Freunde der Kunst, kennt einer von Euch den Hr. Kaspar Sinding Meyer ?

Versau mir grad den Tag, da ich versuche das irgendwie händelbar zu bekommen,
was der gute Mann in seiner Masterarbeit da abgezogen hat.

Guckt mal selber :

low_dist_amp_master.pdf

Hals- und Beinbruch ... ]]> https://stromrichter.org/showthread.php?tid=2069 Sat, 13 Aug 2005 09:04:15 +0000 https://stromrichter.org/showthread.php?tid=2069
Als besonders schwierig hat sich die Verrechnung der beiden Ausgangssignale gezeigt. Üblicherweise werden dazu Subtrahierer verwendet, die bei Tonfrequenzen auch mit hoher Qualität realisiert werden können.

Ganz anders sieht es jedoch beispielsweise beim SODFA aus! Dort ist die Subtraktion auf HF-Seite notwendig. Es muß also ein Subtrahierer verwendet werden, der bei 500kHz exakte Ergebnisse erbringt.

Zwar gibt es (Video)-OPs mit irrwitzigen Slewrates und irrwitzigen Bandbreiten. Aber ich mußte feststellen, daß diese Video-Verstärker auch über irrwitziges Rauschen und irrwitzig geringe Verstärkungen verfügen. Das Problem wird noch verschärft, weil man derartige Verstärker nur mit Spannungsteilern an die HF-Ausgänge ankoppeln kann.

"1000V/us"-OPs heißen halt nicht ohne Grund "Video-Verstärker"! Das Auge nimmt -90dB nicht wahr. Das Ohr schon.


Insofern war es (beim SODFA-Modulator) notwendig, den Subtrahierer zu vermeiden.

Dazu werden beide HF-Ausgangsspannungen mit einem 1:1-Spannungsteiler auf eine virtuelle "Modulator-Masse" geführt. Falls dieser Masse Strom entnommen werden muß, so empfiehlt sich ein Impedanzwandler.

Relativ zu dieser Masse wird EINE Ausgangsspannung auf den SODFA-Modulator zurückgeführt.

Die "virtuelle Masse" darf nicht mit Powerströmen belastet werden. Daher empfiehlt sich eine kreuzweise Verschaltung der HF-Blockkondensatoren zwischen den Powerpins der beiden Halbbrücken. Als Versporgungsspannung dient EINE Spannung ohne Mittelpunkt.

Bei Stereo-Systemen dürfen die beiden virtuellen Massen beider Kanäle nicht verbunden werden! Insofern muß eingangsseitig mit symmetrischen NF-Signalen gearbeitet werden.

Der Gesamtaufwand bleibt also annähernd gleich. Allerdings ist es mit dieser Technologie gelungen, den HF-Subtrahierer durch einen eingangsseitigen NF-Subtrahierer zu ersetzen.


Diese Theorie muß noch abgesichert werden. Aber sie ist durch diese Veröffentlichung für irgendwleche Patentierungen gesperrt.]]>
Als besonders schwierig hat sich die Verrechnung der beiden Ausgangssignale gezeigt. Üblicherweise werden dazu Subtrahierer verwendet, die bei Tonfrequenzen auch mit hoher Qualität realisiert werden können.

Ganz anders sieht es jedoch beispielsweise beim SODFA aus! Dort ist die Subtraktion auf HF-Seite notwendig. Es muß also ein Subtrahierer verwendet werden, der bei 500kHz exakte Ergebnisse erbringt.

Zwar gibt es (Video)-OPs mit irrwitzigen Slewrates und irrwitzigen Bandbreiten. Aber ich mußte feststellen, daß diese Video-Verstärker auch über irrwitziges Rauschen und irrwitzig geringe Verstärkungen verfügen. Das Problem wird noch verschärft, weil man derartige Verstärker nur mit Spannungsteilern an die HF-Ausgänge ankoppeln kann.

"1000V/us"-OPs heißen halt nicht ohne Grund "Video-Verstärker"! Das Auge nimmt -90dB nicht wahr. Das Ohr schon.


Insofern war es (beim SODFA-Modulator) notwendig, den Subtrahierer zu vermeiden.

Dazu werden beide HF-Ausgangsspannungen mit einem 1:1-Spannungsteiler auf eine virtuelle "Modulator-Masse" geführt. Falls dieser Masse Strom entnommen werden muß, so empfiehlt sich ein Impedanzwandler.

Relativ zu dieser Masse wird EINE Ausgangsspannung auf den SODFA-Modulator zurückgeführt.

Die "virtuelle Masse" darf nicht mit Powerströmen belastet werden. Daher empfiehlt sich eine kreuzweise Verschaltung der HF-Blockkondensatoren zwischen den Powerpins der beiden Halbbrücken. Als Versporgungsspannung dient EINE Spannung ohne Mittelpunkt.

Bei Stereo-Systemen dürfen die beiden virtuellen Massen beider Kanäle nicht verbunden werden! Insofern muß eingangsseitig mit symmetrischen NF-Signalen gearbeitet werden.

Der Gesamtaufwand bleibt also annähernd gleich. Allerdings ist es mit dieser Technologie gelungen, den HF-Subtrahierer durch einen eingangsseitigen NF-Subtrahierer zu ersetzen.


Diese Theorie muß noch abgesichert werden. Aber sie ist durch diese Veröffentlichung für irgendwleche Patentierungen gesperrt.]]> https://stromrichter.org/showthread.php?tid=2033 Wed, 29 Jun 2005 09:17:45 +0000 https://stromrichter.org/showthread.php?tid=2033


Ich denke, daß jeder die linke Schaltung kennt. Es handelt sich um einen üblichen astabilen Multivibrator. R1/R2 bilden die Rückkopplung. R3/C1 die (zeitverzögernde) Gegenkopplung, den Integrator. U1 ist ein Komparator.

Die Ähnlichkeit zu dem rechten "SODFA" ist unverkennbar. Der in der linken Schaltung nicht ideale Integrator wurde durch einen präzisen Integrator ersetzt, der allerdings invertiert. Zum Ausgleich der Inversion muß der Integrator-Ausgang mit dem nichtinvertierenden Komparator-Eingang gekoppelt werden. Der nun nicht mehr benötigte invertierende Eingang des Komparators wird mit Masse verbunden.

*gähn*

Unter welchen Bedingungen wäre auch die linke Schaltung als SODFA verwendbar?

Nun.. zuerst einmal haben wir dort keinen idealen Integrator, sondern die Aufladung eines Kondensators nach einer e-Funktion. Allerdings haben wir am Ausgang des Komparators eine sehr hohe Spannung und es zwingt uns keiner, den Kondensator weit aufzuladen. Wenn wir uns eine Ausgangsspannung von +/- 40V denken und den Kondensator nur bis 500mVs umladen, so kann man von einer linearen Ladekurve ausgehen. Kann jemand die Verzerrungen berechnen?

Zweites Problem ist, daß wir die NF anders als beim SODFA einspeisen müssen. Wahlweise kann man sie am masseseitigen Pol von R2 oder C1 einspeisen.

Das wars dann aber auch schon mit den Unterschieden.

Im Gegenzug erspart man sich bei der Verwendung der linken Schaltung einen 500kHz-Integrator.

P.S.: Beobachter kennt übrigens die Rückführung des SODFAs auf einen astabilen Multivibrator! Als ich mal eine darauf basierende lowest-level-Schaltung im anderen Forum abgebildet hatte und als "SODFA" bezeichnete, protestierte er keineswegs. Er erkannte sogar gleich den Primitiv-Integrator.

In letzter Konsequenz ist es mir absolut unverständlich, wieso man einen astabilen Multivibrator patentieren kann.

Egal...

...laßt uns mal die durch die e-förmige Kondensator-Aufladung bedingte Verzerrung des ursprünglichen "SODFA's" einschätzen. Entweder per Spice oder per Taschenrechner. Ich will gleich mal die Verwendung von Spice versuchen, um beide Schaltungen direkt vergleichen zu können.]]>


Ich denke, daß jeder die linke Schaltung kennt. Es handelt sich um einen üblichen astabilen Multivibrator. R1/R2 bilden die Rückkopplung. R3/C1 die (zeitverzögernde) Gegenkopplung, den Integrator. U1 ist ein Komparator.

Die Ähnlichkeit zu dem rechten "SODFA" ist unverkennbar. Der in der linken Schaltung nicht ideale Integrator wurde durch einen präzisen Integrator ersetzt, der allerdings invertiert. Zum Ausgleich der Inversion muß der Integrator-Ausgang mit dem nichtinvertierenden Komparator-Eingang gekoppelt werden. Der nun nicht mehr benötigte invertierende Eingang des Komparators wird mit Masse verbunden.

*gähn*

Unter welchen Bedingungen wäre auch die linke Schaltung als SODFA verwendbar?

Nun.. zuerst einmal haben wir dort keinen idealen Integrator, sondern die Aufladung eines Kondensators nach einer e-Funktion. Allerdings haben wir am Ausgang des Komparators eine sehr hohe Spannung und es zwingt uns keiner, den Kondensator weit aufzuladen. Wenn wir uns eine Ausgangsspannung von +/- 40V denken und den Kondensator nur bis 500mVs umladen, so kann man von einer linearen Ladekurve ausgehen. Kann jemand die Verzerrungen berechnen?

Zweites Problem ist, daß wir die NF anders als beim SODFA einspeisen müssen. Wahlweise kann man sie am masseseitigen Pol von R2 oder C1 einspeisen.

Das wars dann aber auch schon mit den Unterschieden.

Im Gegenzug erspart man sich bei der Verwendung der linken Schaltung einen 500kHz-Integrator.

P.S.: Beobachter kennt übrigens die Rückführung des SODFAs auf einen astabilen Multivibrator! Als ich mal eine darauf basierende lowest-level-Schaltung im anderen Forum abgebildet hatte und als "SODFA" bezeichnete, protestierte er keineswegs. Er erkannte sogar gleich den Primitiv-Integrator.

In letzter Konsequenz ist es mir absolut unverständlich, wieso man einen astabilen Multivibrator patentieren kann.

Egal...

...laßt uns mal die durch die e-förmige Kondensator-Aufladung bedingte Verzerrung des ursprünglichen "SODFA's" einschätzen. Entweder per Spice oder per Taschenrechner. Ich will gleich mal die Verwendung von Spice versuchen, um beide Schaltungen direkt vergleichen zu können.]]> https://stromrichter.org/showthread.php?tid=1999 Sun, 19 Jun 2005 13:48:32 +0000 https://stromrichter.org/showthread.php?tid=1999
sooo, jetzt habe ich diesen ganzen Roman hier fertig gelesen (ich bin ja relativ neu hier). Jedem Link konnte ich dabei nicht nachgehen, und erst recht nicht jedem Gedankengang folgen. Auf den letzten Seiten habe ich den Eindruck, ihr wisst gar nicht mehr, worum es hier geht. Ich möchte daher mal meinen Erklärungsversuch der ursprünglichen Schaltung (von Beobachter, ihr erinnert euch?) hinzufügen. Hier also erst mal die Schaltung von Seite 1:



Die Schaltung enthält 2 Integratoren, die aus exakt der gleichen Spannungsquelle betrieben werden, dem Komparatorausgang (bzw. der davon geschalteten Leistungsstufe).
Als erstes muss man voraussetzen, das die Integratoren genau das gleiche machen sollen: den Mittelwert der Komparator-Ausgangsspannung bilden.
Der erste, bestehend aus R, C und OV, arbeitet durch Stromsteuerung per se linear. Der zweite, der LC-Tiefpass, ist nur annähernd linear, wenn man nämlich annimmt, dass die Spannung U-RL der Hochfrequenten Schaltspannung so gut wie nicht folgt, was ja gewollt ist, und dass U-RL proportional UE (ebenfalls Ziel der Veranstaltung).

Die Irrtümer der Herrn Hektiker

Bei #155 (Bitte selbst nachlesen) kam ein echter Hektiker des Wegs, und versuchte uns die Schaltung zu erklären. Er hat uns daraufhin später diese Modifizierung (klick) vorgeschlagen, bei der die Schaltschwellen für den Komparator durch zwei Festspannungen ersetzt werden.

Hektiker schrieb:
Oder hab ich mich wieder vergrübelt?

Ja.
Deine Schaltung könntedeshalb trotsdem (zufällig) ganz gut funktioneren, obwohl du KEINE AHNUNG hast.
Da dir hier (ausgenommen Beobachter) bisher kaum einer widersprochen hat, geschweige denn dich umzustimmen vermochte, möchte ich das (nachträglich) noch einmal versuchen.
Was bei den beiden Schaltungsvarianten passiert, möchte ich mit den folgenden normierten Kurven veranschaulichen. Dabei ist für verschiedene Betriebsspannungen, symmetrisch und unsymmetrisch, jeweils eine Periode der Schaltfrequenz (rot) und die Integration im eingeschwungenen Zustand (grün) dargestellt. Oben bestimmt die Komparator-Ausgangsspannung die Umschaltschwellen (Beobachter-Schaltung), unten sind die Schaltschwellen fest auf +/-3 eingestellt (Hektiker-Schaltung).



Man erkennt, dass die Summe der Flächen immer 0 ist. Im oberen Fall (Beobachter-Schaltung) kann man sehen, dass die Betriebsspannung weniger Einfluss auf die Schaltfrequenz hat.
Bringt man nun ein Signal ins Spiel (blaue Linie bei +1), entsteht folgendes Bild:



A ist immer die Summe der Flächen, t die Periodendauer. Der Quotient daraus ist wie man sieht immer ?1, die Ausgangsspannung eben (nach Tiefpass versteht sich).
@Hektiker:
Natürlich verändern die Komparatorschwellen die Integrationszeit, aber sie haben dabei keinerlei Einfluss auf den Anstieg der Integratorspannung und auf das Tastverhältnis des PWM, und damit auf die Ausgangsspannung. Man könnte sie sonstwo hinlegen, auch unsymmetrisch. Lediglich die Nulllinie der Dreieckspannung verschiebt sich dadurch.
Ich habe hier einen idealen Rechteck angenommen, damit man die Kästchen besser zählen kann, und die Sache anschaulich wird. Wenn ihr viel rechnen wollt, könnt ihr es auch mit ?versauten" Kurven versuchen nachzuvollzeihen. Es wird immer das gleiche Ergebnis bringen, es ist schließlich eine Integration.

In #177 & #178 erklärt uns Hektiker dann noch, dass Beobachter hier einen besonders hochohmigen, einen KonstantSTROM-Verstärker entwickelt habe.
@Hektiker
Selbst wenn deine oben beschriebene Theorie gestimmt hätte: Ein KonstantSTROM-Verstärker hätte bei doppeltem RL die doppelte Ausgangsspannung, ohne Last fliegt die Ausgangsspannung nur noch von einem Anschlag zum anderen! Wo soll das herkommen? Wie beeinflusst RL den Integrator oder die Komparatorschwellen? Selbst wenn die Betriebsspannung nicht kompensiert würde bliebe die Schaltung am Ausgang niederohmig. Ein Schaltnetzteil ist auch, selbst wenn ich es nicht durch die Ausgangsspannung regeln würde, niederohmig.

@Alle
Beide Schaltungsvarianten scheinen meiner Ansicht nach bestens den Betriebsspannungseinfluss total zu kompensieren. Vorausgesetzt, die Integratoren integrieren perfekt und der Komparator schaltet sauber, halte ich es für sehr wahrscheinlich, dass beide Schaltungen ideale, also lineare und niederohmige Spannungsverstärker abgeben, wie immer auch der Rechteck dabei aussehen mag. Was die Beobachter-Schaltung dabei für Vorteile hat, konnte ich bislang nicht schlüssig erkennen. Zumindest ist sie einfacher. Möglich, dass die konstantere Schaltfrequenz sich positiv auswirkt. Völlig konstant ist sie jedenfalls auch nicht. Möglich auch, dass sie ihre Überlegenheit ausspielen kann, wenn man mehr als eine Periode der Schaltfrequenz betrachtet. Die hab ich erst mal als Modell benutzt, um die Funktion zu verstehen und Kollegen Hektiker zu widerlegen. Ich hab schon in die Richtung nachgedacht, aber hier wird es kompliziert. Hier sollten die praktischen Versuche Aufschluss bringen.
Der sichtbare Vorteil der Hektiker-Schaltung besteht darin, dass sie symmetrischer ist, und bei unsymmetrischer Betriebsspannung den Integratordreieck und damit den Offset der Schaltung nicht verschiebt.
Die Berechnungen in Beobachters Patent konnte ich leider nicht kennen lernen, da ich von der Patentschrift nur die erste Seite heruntergeladen bekam. Vielleicht liegen die übrigen Seiten ja bei Beobachter auf dem Schreibtisch, zur Überarbeitung?

Ich halte es nach meinen Erkenntnissen vor allem für völlig überflüssig, die Betriebsspannung zu stabilisieren, wie es hier gerade diskutiert wird. Besser als mindestens eine der Schaltungen kann es ein Schaltnetzteil auch nicht können, im Gegenteil.

Gruß an alle
Tillg
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sooo, jetzt habe ich diesen ganzen Roman hier fertig gelesen (ich bin ja relativ neu hier). Jedem Link konnte ich dabei nicht nachgehen, und erst recht nicht jedem Gedankengang folgen. Auf den letzten Seiten habe ich den Eindruck, ihr wisst gar nicht mehr, worum es hier geht. Ich möchte daher mal meinen Erklärungsversuch der ursprünglichen Schaltung (von Beobachter, ihr erinnert euch?) hinzufügen. Hier also erst mal die Schaltung von Seite 1:



Die Schaltung enthält 2 Integratoren, die aus exakt der gleichen Spannungsquelle betrieben werden, dem Komparatorausgang (bzw. der davon geschalteten Leistungsstufe).
Als erstes muss man voraussetzen, das die Integratoren genau das gleiche machen sollen: den Mittelwert der Komparator-Ausgangsspannung bilden.
Der erste, bestehend aus R, C und OV, arbeitet durch Stromsteuerung per se linear. Der zweite, der LC-Tiefpass, ist nur annähernd linear, wenn man nämlich annimmt, dass die Spannung U-RL der Hochfrequenten Schaltspannung so gut wie nicht folgt, was ja gewollt ist, und dass U-RL proportional UE (ebenfalls Ziel der Veranstaltung).

Die Irrtümer der Herrn Hektiker

Bei #155 (Bitte selbst nachlesen) kam ein echter Hektiker des Wegs, und versuchte uns die Schaltung zu erklären. Er hat uns daraufhin später diese Modifizierung (klick) vorgeschlagen, bei der die Schaltschwellen für den Komparator durch zwei Festspannungen ersetzt werden.

Hektiker schrieb:
Oder hab ich mich wieder vergrübelt?

Ja.
Deine Schaltung könntedeshalb trotsdem (zufällig) ganz gut funktioneren, obwohl du KEINE AHNUNG hast.
Da dir hier (ausgenommen Beobachter) bisher kaum einer widersprochen hat, geschweige denn dich umzustimmen vermochte, möchte ich das (nachträglich) noch einmal versuchen.
Was bei den beiden Schaltungsvarianten passiert, möchte ich mit den folgenden normierten Kurven veranschaulichen. Dabei ist für verschiedene Betriebsspannungen, symmetrisch und unsymmetrisch, jeweils eine Periode der Schaltfrequenz (rot) und die Integration im eingeschwungenen Zustand (grün) dargestellt. Oben bestimmt die Komparator-Ausgangsspannung die Umschaltschwellen (Beobachter-Schaltung), unten sind die Schaltschwellen fest auf +/-3 eingestellt (Hektiker-Schaltung).



Man erkennt, dass die Summe der Flächen immer 0 ist. Im oberen Fall (Beobachter-Schaltung) kann man sehen, dass die Betriebsspannung weniger Einfluss auf die Schaltfrequenz hat.
Bringt man nun ein Signal ins Spiel (blaue Linie bei +1), entsteht folgendes Bild:



A ist immer die Summe der Flächen, t die Periodendauer. Der Quotient daraus ist wie man sieht immer ?1, die Ausgangsspannung eben (nach Tiefpass versteht sich).
@Hektiker:
Natürlich verändern die Komparatorschwellen die Integrationszeit, aber sie haben dabei keinerlei Einfluss auf den Anstieg der Integratorspannung und auf das Tastverhältnis des PWM, und damit auf die Ausgangsspannung. Man könnte sie sonstwo hinlegen, auch unsymmetrisch. Lediglich die Nulllinie der Dreieckspannung verschiebt sich dadurch.
Ich habe hier einen idealen Rechteck angenommen, damit man die Kästchen besser zählen kann, und die Sache anschaulich wird. Wenn ihr viel rechnen wollt, könnt ihr es auch mit ?versauten" Kurven versuchen nachzuvollzeihen. Es wird immer das gleiche Ergebnis bringen, es ist schließlich eine Integration.

In #177 & #178 erklärt uns Hektiker dann noch, dass Beobachter hier einen besonders hochohmigen, einen KonstantSTROM-Verstärker entwickelt habe.
@Hektiker
Selbst wenn deine oben beschriebene Theorie gestimmt hätte: Ein KonstantSTROM-Verstärker hätte bei doppeltem RL die doppelte Ausgangsspannung, ohne Last fliegt die Ausgangsspannung nur noch von einem Anschlag zum anderen! Wo soll das herkommen? Wie beeinflusst RL den Integrator oder die Komparatorschwellen? Selbst wenn die Betriebsspannung nicht kompensiert würde bliebe die Schaltung am Ausgang niederohmig. Ein Schaltnetzteil ist auch, selbst wenn ich es nicht durch die Ausgangsspannung regeln würde, niederohmig.

@Alle
Beide Schaltungsvarianten scheinen meiner Ansicht nach bestens den Betriebsspannungseinfluss total zu kompensieren. Vorausgesetzt, die Integratoren integrieren perfekt und der Komparator schaltet sauber, halte ich es für sehr wahrscheinlich, dass beide Schaltungen ideale, also lineare und niederohmige Spannungsverstärker abgeben, wie immer auch der Rechteck dabei aussehen mag. Was die Beobachter-Schaltung dabei für Vorteile hat, konnte ich bislang nicht schlüssig erkennen. Zumindest ist sie einfacher. Möglich, dass die konstantere Schaltfrequenz sich positiv auswirkt. Völlig konstant ist sie jedenfalls auch nicht. Möglich auch, dass sie ihre Überlegenheit ausspielen kann, wenn man mehr als eine Periode der Schaltfrequenz betrachtet. Die hab ich erst mal als Modell benutzt, um die Funktion zu verstehen und Kollegen Hektiker zu widerlegen. Ich hab schon in die Richtung nachgedacht, aber hier wird es kompliziert. Hier sollten die praktischen Versuche Aufschluss bringen.
Der sichtbare Vorteil der Hektiker-Schaltung besteht darin, dass sie symmetrischer ist, und bei unsymmetrischer Betriebsspannung den Integratordreieck und damit den Offset der Schaltung nicht verschiebt.
Die Berechnungen in Beobachters Patent konnte ich leider nicht kennen lernen, da ich von der Patentschrift nur die erste Seite heruntergeladen bekam. Vielleicht liegen die übrigen Seiten ja bei Beobachter auf dem Schreibtisch, zur Überarbeitung?

Ich halte es nach meinen Erkenntnissen vor allem für völlig überflüssig, die Betriebsspannung zu stabilisieren, wie es hier gerade diskutiert wird. Besser als mindestens eine der Schaltungen kann es ein Schaltnetzteil auch nicht können, im Gegenteil.

Gruß an alle
Tillg
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