[christianw.]

Was ist eigentlich nachteilig an den Gerumpel? Ich habe Maxim die Bilder rübergesandt und gefragt ob die "valid" sind.

So wie es aussieht, zeigt sich hier die Unterspannungsabschaltung des ICs, die bei ~8V liegt.

Könnte es vllt. sein, dass es dadurch Probleme mit der ingetrierten Ladungspumpe (für die Ausgangs-FETs) gibt und es dabei durch Transienten zum Durchbruch des Gates kommt? Der Chip hat ja einen externen C für die Ladungspumpe.

Hätte, könnte, müsste.

[christianw.]

Hab da jetzt mal 10u drangehangen, ändert sich überhaupt nichts, ausser das es noch weniger Ploppt beim einschalten.

(Bringt ~2s)

[voltwide]

Weniger Ploppen ist immer gut.
Die Ladungspumpen-Kondensatoren laden sich normalerweise auf beim ersten Durchschalten der zugehörigen LoSide. Das sollte eigentlich keine Probleme bereiten.

[christianw.]

Tja dann weiss ich auch nicht weiter. Auf der defekten Platine werd ich (mal wieder) den Chip ersetzen.

Ist ja schnell gemacht.

[voltwide]

Die Oszillogramme Deiner Betriebsspannung sagen mir, dass diese keineswegs stabil bleibt unter Last. Sie ist eher weich.
Oder es fließen zeitweise abnorme Ströme in Chip beim Einschaltvorgang -
ich meine diese mehreren deutlich abgesenkten Plateaus auf Deinen plots.

[christianw.]

Nehme ich ein Labornetzteil (5A max ), sieht das Ergebnis genauso aus?

[voltwide]

Zitat:Original geschrieben von christianw.

Nehme ich ein Labornetzteil (5A max ), sieht das Ergebnis genauso aus?

Durchaus möglich, weil Deine Zuleitungen aufgrund ihrer Länge schon zuviel Induktivität aufweisen können.
Wirklich sicher ist nur unmittelbare Abblockung am chip mit LowESR-Elko + MLCC

[christianw.]

Ich hab das jetzt mal an der Eingangsbuchse angeschlossen, und mit Battery sowie Netzteil gemessen, sieht dann so aus?





PSU ist ein Delta Elektronika ES 030-5.

Sobald die Büchse läuft, ist die Stromaufnahme bei ~20mA. Eventuell mal 0.33Ohm in die Zuleitung und gucken.

[christianw.]

Gemessen über 0R33, zeigt sich ei Inrush-Current von über 8A.

[Rumgucker]

Oha!

(BTW: ich finde Deine Beharrlichkeit klasse )

[christianw.]

Das kommt defivitiv nicht von den Elkos.

[christianw.]

Vllt. hilft das bei einer Erklärung weiter:

Maxim zeigt hier die Konfiguration für die 97XX-Serie und "filterless mode"

[Bild: 3977Fig07.gif]

[Bild: 3977Fig08.gif]

Zitat:Figure 7 shows a simplified functional diagram of the MAX9700 filterless modulator topology. Unlike the traditional PWM BTL amplifier, each half bridge has its own dedicated comparator, which allows each output to be controlled independently. The modulator is driven with a differential audio signal and a high-frequency sawtooth waveform. When both comparator outputs are low, each output of the Class D amplifier is high. At the same time, the output of the NOR gate goes high, but is delayed by the RC circuit formed by RON and CON. Once the delayed output of the NOR gate exceeds a specified threshold, switches SW1 and SW2 close. This causes OUT+ and OUT- to go low and remain as such until the next sampling period begins. This scheme causes both outputs to be on for a minimum amount of time (tON(MIN)), which is set by the values of RON and CON.

As shown in Figure 8, with zero input, the outputs are in phase with pulse widths equal to tON(MIN). As the audio input signals increase or decrease, one comparator trips before the other. This behavior, along with the minimum on-time circuitry, causes one output to vary its pulse width while the other output pulse width remains at tON(MIN) (Figure 8). This means that the average value of each output contains a half-wave rectified version of the output audio signal. Taking the difference of the average values of the outputs yields the complete output audio waveform.

Because the MAX9700's outputs idle with in-phase signals, there is no differential voltage applied across the load, thereby minimizing quiescent power consumption without the need for an external filter. Rather than depend on an external LC filter to extract the audio signal from the output, Maxim's filterless Class D amplifiers rely on the inherent inductance of the speaker load and the human ear to recover the audio signal. The speaker resistance (RE) and inductance (LE) form a 1st-order lowpass filter which has a cutoff frequency equal to:

[Bild: 3977Eq07.gif]

With most speakers, this 1st-order rolloff is enough to recover the audio signal and prevent excessive amounts of high-frequency switching energy from being dissipated in the speaker resistance. Even if residual switching energy results in speaker movement, these frequencies are inaudible to the human ear and will not adversely affect the listening experience. When using filterless Class D amplifiers, the speaker load should remain inductive at the amplifier's switching frequency to achieve maximum output-power capabilities.

Quelle: http://www.maximintegrated.com/app-notes...vp/id/3977

Knn hier jemand den Fehler bei Versagen ableiten?

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von christianw.
Knn hier jemand den Fehler bei Versagen ableiten?

...nicht wirklich...

[christianw.]

Das Konzept ist aber bekannt? Ich seh das heute zum ersten Mal.

[Rumgucker]

Nein. Ne Vollbrücke mit getrennten Komparatoren hab ich noch nie gesehen.

[christianw.]

Der Vorteil ist wohl, dass extrem wenig Ruhestrom fließt und somit kein Filter gebraucht wird?

[voltwide]

Zitat:Original geschrieben von christianw.

Der Vorteil ist wohl, dass extrem wenig Ruhestrom fließt und somit kein Filter gebraucht wird?

Ja, es gibt Zustände wo beide Brückenausgänge in Phase sind - wir haben also 3 Ausgangszustände statt 2: Volle pos. Spannung, volle neg Spannung und Null.

Bei kleiner Aussteuerung ist dies die meiste Zeit der Fall, und man sieht die gezeigten schmalen Nadeln am Ausgang.

Das reduziert natürlich den Ausgangsblindstrom beträchtlich bei kleineren Aussteuerungen.

Das Verfahren an sich gibt mir keinen Anhaltspunkt für Ausfälle.

Eher die Topologie: P-Kanal MOSFETs in der HiSide -
jetzt wissen wir auch, warum diese Teile keine höheren Betriebsspannungen mögen:

Die gate-Ansteuerspannung wächst direkt mit der Betriebsspannung,
(wenn man der gezeigten Innenschaltung glauben darf)
entsprechend wächst die auszuräumdende gate-Ladung, das Abschalten wird mehr oder weniger verzögert.

Die optimale Totzeit wird vmtl nur in einem schmalen Betriebsspannungsbereich gewährleistet. Hierbei kommt es auf wenige ns an:
-Zu lange Totzeit = zusätzliche Verzerrungen!
-zu kurze Totzeit = Puff!

Bei PMOS-hiside Transistoren werden keine bootstrap Kondis benötigt,
umso verwunderlicher die merkwürdigen Effekte während power-up.

So oder so bin ich kein Freund solcher echt komplementären Brückenschaltungen für Betriebsspannungen > 12V.

Vor ein paar Jahren hatte ich mal mit einem Maxim-Schaltregler zu kämpfen.
Ein Design, das von uns derzeit eingekauft wurde und dann "nur noch durch die EMV" zu bringen war. Das Teil war vom Konzept her voll Panne.

Und mein Eindruck von den Maxim Class-D-Amps geht in dieselbe Richtung.

[voltwide]

Deine Inrush-Current Messung zeigt auch nicht gerade Vertrauenerweckendes.
War der Ausgang bei dieser Messung belastet? In dem Fall müßte es im LS deutlich geknackt haben. Kannst Du bitte mal ohne Last dieselbe Messung über dem 0R33 Shunt durchführen?

[voltwide]

Wenn ich recht überlege, können 8A zu keiner Zeit durch den Lautsprecher geflossen sein. jedenfalls nicht solange das Ohmsche Gesetzt gilt.

Dann ist dies höchstwahrscheinlich Querstrom durch den chip, weil hiside und loside zeitweise gleichzeitig leiten ("shootthrough"). Falls dies zutreffen sollte, ist der Ausfall bei powerup schon vorprogrammiert.

[christianw.]

Die letzten drei Messungen sind auf Versorgungsseite gemessen, also zwischen VDD und PGND. Angeschlossen war 1 Lautsprecher.

Was sein "könnte", ist, dass sich der Betriebsmode auswirkt.

Ich verwende ja SSM (spread-spektrum-mode), eventuell läuft da am Anfang die Synchronisierung noch nicht richtig.

Shoottrough endet dann wahrscheinlich in Punch-through. Der von Maxim verwandte Prozess ist BiCMOS.