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SODFA-Funktionsweise von Tillg
#1
Hallo allerseits,

sooo, jetzt habe ich diesen ganzen Roman hier fertig gelesen (ich bin ja relativ neu hier). Jedem Link konnte ich dabei nicht nachgehen, und erst recht nicht jedem Gedankengang folgen. Auf den letzten Seiten habe ich den Eindruck, ihr wisst gar nicht mehr, worum es hier geht. Ich möchte daher mal meinen Erklärungsversuch der ursprünglichen Schaltung (von Beobachter, ihr erinnert euch?) hinzufügen. Hier also erst mal die Schaltung von Seite 1:

[Bild: 3_bild1.gif]

Die Schaltung enthält 2 Integratoren, die aus exakt der gleichen Spannungsquelle betrieben werden, dem Komparatorausgang (bzw. der davon geschalteten Leistungsstufe).
Als erstes muss man voraussetzen, das die Integratoren genau das gleiche machen sollen: den Mittelwert der Komparator-Ausgangsspannung bilden.
Der erste, bestehend aus R, C und OV, arbeitet durch Stromsteuerung per se linear. Der zweite, der LC-Tiefpass, ist nur annähernd linear, wenn man nämlich annimmt, dass die Spannung U-RL der Hochfrequenten Schaltspannung so gut wie nicht folgt, was ja gewollt ist, und dass U-RL proportional UE (ebenfalls Ziel der Veranstaltung).

Die Irrtümer der Herrn Hektiker

Bei #155 (Bitte selbst nachlesen) kam ein echter Hektiker des Wegs, und versuchte uns die Schaltung zu erklären. Er hat uns daraufhin später diese Modifizierung (klick) vorgeschlagen, bei der die Schaltschwellen für den Komparator durch zwei Festspannungen ersetzt werden.

Hektiker schrieb:
Oder hab ich mich wieder vergrübelt?

Ja.
Deine Schaltung könntedeshalb trotsdem (zufällig) ganz gut funktioneren, obwohl du KEINE AHNUNG hast.
Da dir hier (ausgenommen Beobachter) bisher kaum einer widersprochen hat, geschweige denn dich umzustimmen vermochte, möchte ich das (nachträglich) noch einmal versuchen.
Was bei den beiden Schaltungsvarianten passiert, möchte ich mit den folgenden normierten Kurven veranschaulichen. Dabei ist für verschiedene Betriebsspannungen, symmetrisch und unsymmetrisch, jeweils eine Periode der Schaltfrequenz (rot) und die Integration im eingeschwungenen Zustand (grün) dargestellt. Oben bestimmt die Komparator-Ausgangsspannung die Umschaltschwellen (Beobachter-Schaltung), unten sind die Schaltschwellen fest auf +/-3 eingestellt (Hektiker-Schaltung).

[Bild: 3_kurvenohnetsignal9uv.gif]

Man erkennt, dass die Summe der Flächen immer 0 ist. Im oberen Fall (Beobachter-Schaltung) kann man sehen, dass die Betriebsspannung weniger Einfluss auf die Schaltfrequenz hat.
Bringt man nun ein Signal ins Spiel (blaue Linie bei +1), entsteht folgendes Bild:

[Bild: 3_kurvenmitsignal4va.gif]

A ist immer die Summe der Flächen, t die Periodendauer. Der Quotient daraus ist wie man sieht immer ?1, die Ausgangsspannung eben (nach Tiefpass versteht sich).
@Hektiker:
Natürlich verändern die Komparatorschwellen die Integrationszeit, aber sie haben dabei keinerlei Einfluss auf den Anstieg der Integratorspannung und auf das Tastverhältnis des PWM, und damit auf die Ausgangsspannung. Man könnte sie sonstwo hinlegen, auch unsymmetrisch. Lediglich die Nulllinie der Dreieckspannung verschiebt sich dadurch.
Ich habe hier einen idealen Rechteck angenommen, damit man die Kästchen besser zählen kann, und die Sache anschaulich wird. Wenn ihr viel rechnen wollt, könnt ihr es auch mit ?versauten" Kurven versuchen nachzuvollzeihen. Es wird immer das gleiche Ergebnis bringen, es ist schließlich eine Integration.

In #177 & #178 erklärt uns Hektiker dann noch, dass Beobachter hier einen besonders hochohmigen, einen KonstantSTROM-Verstärker entwickelt habe.
@Hektiker
Selbst wenn deine oben beschriebene Theorie gestimmt hätte: Ein KonstantSTROM-Verstärker hätte bei doppeltem RL die doppelte Ausgangsspannung, ohne Last fliegt die Ausgangsspannung nur noch von einem Anschlag zum anderen! Wo soll das herkommen? Wie beeinflusst RL den Integrator oder die Komparatorschwellen? Selbst wenn die Betriebsspannung nicht kompensiert würde bliebe die Schaltung am Ausgang niederohmig. Ein Schaltnetzteil ist auch, selbst wenn ich es nicht durch die Ausgangsspannung regeln würde, niederohmig.

@Alle
Beide Schaltungsvarianten scheinen meiner Ansicht nach bestens den Betriebsspannungseinfluss total zu kompensieren. Vorausgesetzt, die Integratoren integrieren perfekt und der Komparator schaltet sauber, halte ich es für sehr wahrscheinlich, dass beide Schaltungen ideale, also lineare und niederohmige Spannungsverstärker abgeben, wie immer auch der Rechteck dabei aussehen mag. Was die Beobachter-Schaltung dabei für Vorteile hat, konnte ich bislang nicht schlüssig erkennen. Zumindest ist sie einfacher. Möglich, dass die konstantere Schaltfrequenz sich positiv auswirkt. Völlig konstant ist sie jedenfalls auch nicht. Möglich auch, dass sie ihre Überlegenheit ausspielen kann, wenn man mehr als eine Periode der Schaltfrequenz betrachtet. Die hab ich erst mal als Modell benutzt, um die Funktion zu verstehen und Kollegen Hektiker zu widerlegen. Ich hab schon in die Richtung nachgedacht, aber hier wird es kompliziert. Hier sollten die praktischen Versuche Aufschluss bringen.
Der sichtbare Vorteil der Hektiker-Schaltung besteht darin, dass sie symmetrischer ist, und bei unsymmetrischer Betriebsspannung den Integratordreieck und damit den Offset der Schaltung nicht verschiebt.
Die Berechnungen in Beobachters Patent konnte ich leider nicht kennen lernen, da ich von der Patentschrift nur die erste Seite heruntergeladen bekam. Vielleicht liegen die übrigen Seiten ja bei Beobachter auf dem Schreibtisch, zur Überarbeitung?

Ich halte es nach meinen Erkenntnissen vor allem für völlig überflüssig, die Betriebsspannung zu stabilisieren, wie es hier gerade diskutiert wird. Besser als mindestens eine der Schaltungen kann es ein Schaltnetzteil auch nicht können, im Gegenteil.

Gruß an alle
Tillg
 
#2
Das war ein Beitrag aus einem anderen Forum.
Und da du hier mal damit angefangen hast, meine Theorien über den SODFA zu sammeln, füge ich noch 2 passende Beiträge aus diesem Forum hinzu:
 
#3
...will ich dir auch noch mal das Prinzip von Hysteresewandler und SODFA erklären, ausgehend von Beobachters aller ersten Schaltungsbeschreibung:
[Bild: 3_bild1.gif]
Betrachten wir den ersten Knoten an OV(-). Für ihn gilt:
i_RE + i_R + i_C + i_OV(-) = 0.
Gehen wir davon aus, dass i_OV(-) = 0 sein soll, bleibt übrig:
i_RE + i_R + i_C = 0.
Nun muss jeder Strom, der in den C fließt, auch wieder raus, sonst platzt er irgend wann.
Deshalb gilt auf die Dauer (für uns heißt das über mindestens eine Schaltperiode oder besser über mehrere integriert):
I_RE + I_R = 0 oder auch I_RE = I_R.
Und so lange U_OV(-) = 0 ist bedeutet das auch
U_K(out) ~ Ue oder U_RL ~ Ue (integriert versteht sich).
Also mit anderen Worten, solange der Komparator (hier = Schaltstufe) jeweils irgend wann einmal umschaltet, bevor der Integrator in die Begrenzung gerät, funktioniert die Schaltung als linearer Verstärker für Frequenzen unterhalb der Filterfrequenz ( = weit unterhalb der Schaltfrequenz).
Ein Schwanken der Umschaltschwellen bewirkt ein Jitter der Schaltflanken. Es wirkt als HF-Rauschen oberhalb der Schaltfrequenz. Es kann deshalb auf die NF auch nicht störender wirken als die Schaltfrequenz selbst, die wir aber unbedingt für die Funktion benötigen.
Damit hätte auch die Qualität des Komparators und der Schaltstufe keinen besonderen Einfluss auf die NF-Qualität.
Der Integrator ist in der bequemen Situation, dass er am Ausgang keine sehr schnellen Spannungsänderungen ausführen muss. Sein Rauschen ist für den Komparator aus dem beschriebenen Grund uninteressant. Es wirkt aber auf den Eingang, wo es sich mittelt. Die Hauptarbeit der Integration übernimmt hier passiver Weise der C.

So weit die Theorie. Nun hat Beobachter aber empirisch festgestellt, wie er uns jedenfalls berichtet, dass sich die Qualität des beschriebenen Amps für Audiosignale entscheidend verbessert, wenn man die jeweils momentane Ausgangsspannung der Schaltstufe als Maß für die Schaltschwelle des Komparators verwendet. Mit dem beschriebenen Jitter durch HF-Rauschen kann das meiner Meinung nach nichts zu tun haben. Das entsteht auch durch Rauschen der Schaltzeiten, das ohnehin viel höher sein dürfte als das aus den OPV's. Es muss vielmehr mit der Komplexität eines Audiosignals zu tun haben, der ja kein reiner Sinus ist.

Die Linearität des Amp hängt also idealer Weise an RE und R. Über das HF-Rauschen muss man sich keine Gedanken machen.
Anders sieht es schon aus, wenn man zu R einen OPV (Differenzverstärker) in Reihe schaltet. Dem Komparator kann das immer noch ziemlich egal sein. Die Integration beeinflusst es aber schon, weil es die Schaltspannung und damit den Strom durch R verändert.

Über HF-Rauschen mache ich mir dabei weniger Sorgen, die mittelt sich wieder, wird ja integriert. Aber seine Linearität ist entscheidend für die des Amp.
 
#4
Du hast irgendwie doch Recht mit dem HF-Rauschen, es wirkt auf die NF. Cry
Zeitliches Rauschen der Schalflanken (Jitter) führt im Frequenzspektrum der Schaltspannung nur zu Frequenzanteilen oberhalb der Schaltspannung, selbst wenn es sich um NF-Rauschen handelt. Sie werden herausgefiltert.
Die Schaltspannung gelangt aber ungefiltert (mit oder ohne Differenzverstärker) auch zurück in den NF-Signalweg, über R.
Der NF-Anteil wirkt hier direkt auf den Summationspunkt, also aufs Signal, ist also voll da, als käme er vom Eingang.
Über den HF-Anteil habe ich geschrieben, dass er vom Integrator gemittelt wird, hier muss ich mich aber revidieren. Er führt, genau wie HF-Störungen aus dem Eingang, genau an dieser Stelle zu Intermodulation mit der Schaltfrequenz, woraus Mischprodukte im NF-Bereich entstehen. Das trifft für die Rauschanteile +/-20kHz um die Schaltfrequenz herum zu.
Deshalb ist ja ein Tiefpass im Eingang auch sinnvoll. Er vermindert auch dort das HF-Rauschen, was zum gleichen Effekt führt. Abgesehen von HF-Störungen aus minderwertigen Quellen, die zu unangenehmem Zwitschern führen können (übler als Rauschen).
Es ist also wieder Qualität in allen Schaltungsteilen gefragt. Wie viel Einfluss die einzelnen Rauschanteile dabei haben ins schwer zu sagen, aber sie haben ihn.
;kotz
 
#5
ich hab da mal ne frage bezüglich der dreieckspannung.
wie groß sollte die amplitude am besten sein?
 
#6
Unbedingt so groß, wie irgendwie möglich. Aber aufpassen, dass die Flanken linear bleiben, also Sicherheitsabstand zu den Versorgungsspannungen lassen.
 
#7
o.k. danke

trifft das auch auf die hysterese des komparators zu?
 
#8
Dem Komparator wird ja per Rückkopplung eine (große) Hystersis eingeprägt. Insofern sollte die interne Hysteresis des Komparators keine Rolle spielen.
 
#9
ne ne, ich meine ja die hysterese die mit r1 und r2 festgelegt wird.

ps: mein 1. echter sodfa lebt! (jaa er lebt noch...) zwar erst mal nur als steckbrettaufbau aber er funktioniert. es ist so ein mischmasch aus verschiedenen schaltungen von beobachter und ampericher geworden.
 
#10
Super!!!! Herzlichen Glühstrumpf.

Zur Hysteresis: hups.. gute Frage. Wenn Du die Hysteresis zu groß wählst, dann schaltet der Amp erst kurz vor den Dreiecks-Amplituden um. Der Aussteuerbereich wäre dadurch eingeschränkt. Wenn Du die Hysteresis zu klein wählst, dann schaltet der Amp nicht mehr sauber.

Ich würde sie einfach richtig einstellen... lachend
 
#11
nun gut, dann muss ich das halt mal am lebenden objekt ausprobieren. vll. kommt es da auch gar nicht so drauf an.
 
#12
...da muss ich auch gleich mal ne Frage anbringen, die mir schon lange im Hirn rumfleucht.
Hat die Größe der gewählten Hysterese nicht direkten Einfluss auf den Gegenkopplungsfaktor und damit auf die Verzerrungen?
Große Hysterese: Weniger Ärger mit Jitter und Rauschen, dafür mehr Verzerrungen?
Kleine Hysterese: Jitter und Rauschen werden kritischer, dafür etwas geringere Verzerrungen?
 
#13
..so spontan gesagt: denke, die Größe der gewählten Hysterese is erstmal egal, weil -bei konstantem (!) sauberem dreieck- die schaltpunkte weiter oben+unten liegen, d.h. einfach später geschaltet wird; die "totzeit" wird so natürlich deutlich verändert, im loop also evtl stabilitäts-probleme... misstrau

direkten Einfluss auf den Gegenkopplungsfaktor hat vor allem die grösse des dreiecks / rel. zum signal siehe mein "modulator-thema"

bei dem sofa gibts ja kein fixen takt, somit hängt grösse des dreiecks von den schaltpunkten ab -> und somit is der Einfluss auf den Gegenkopplungsfaktor klar - oder?
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#14
Sagst du gerade? "Nein, weil ja." ??
Die Größe des Dreiecks hängt von den Schaltpunkten ab.
Die Schaltpunkte hängen direkt von der Hysterese ab.
Also hängt der Gegenkopplungsfaktor direkt von der Hysterese ab (wenn man f durch Anpassen des Integrator-C im gleichen Rahmen hält).

Oder reden wir gerade komplett aneinander vorbei?
 
#15
äh...jein Tongue

du fragtest wg Hysterese allgemein...dann dachte ich, vmtl meinste nicht allgemein, sondern bei sofa ...wenn hier mit der Hysterese die amplitude des dreieck geändert wird, ändert sich die fb schleife, somit : hier: ja
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#16
...uff, da bin ich ja beruhigt, dass du mein SODFAGedankenmodell am Leben lässt.
 
#17
"vordiestirnklatsch"

na klar. die größe der hysterese ist ja zwangsläufig so groß wie die amplitude der dreieckspannung. genau genommen ist es umgekehrt die amplitude des dreiecks ist so groß wie die hysterese des triggers.
die größe von beiden hängt demnach nur von r1, r2 und der betribsspannung der ausgangsstufe ab. so gesehen muss man bei der dimensionierung nur darauf achten dass die opv's auch bei der maximal auftretenden betriebsspannung nicht übersteuern da der sodfa ansonsten aufhört zu schwingen.

richtig so weit?
 
#18
...nun ja... Wenn ma die Hystere größer wählt, als die Aussteuerbarkeit des Integrator-OPs..- Ja dan bleibt das Ding stehen.
Aber man sollte ein paar Volt Abstand von dieser Grenze halten, weil der Integrator-OP auch schon bei hohen Ausgangsspannungen zunehmend nichtlinearer wird, bevor er wirklich hart an seiner Austeuerungsgrenze anstößt.
 
#19


"ganzmächtigvordiestirnklatsch"
...welch' eine Flut von Tippfehlern in meinem letzten Posting.. ;wall