gar nicht so übel, der Dübel!
...mit der Lizenz zum Löten!
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230V-LLC-Netzteil
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03.09.2016, 02:14 PM
Diese "Dioden? Nur, woher beziehen.. und dann ist im Datenblatt 5V/4A max angegeben, obwohl 45V Type.
03.09.2016, 08:24 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 03.09.2016, 08:27 PM von voltwide.)
ich sehe jetzt nicht ne DB-Angabe von 5V - abgesehen von dem Applikationsbeispiel.
Es sollte jedenfalls klar sein, dass man mit 45V Sperrspannung niemals 45V gleichrichten kann.
Und in einem typischen flyback Wandwarzenwandler mit Weitbereichseingang ist die primäre Flybackspannung typischerweise auf 130V eingestellt.
Also ist bei 230V Netzspannung die Primärspannung während der Durchflussphase mit 310V fast 2,5mal so hoch wie die primäre Flybackspannung während der Sperrphase. Dies, transformiert auf die Sekundärseite, bedeutet: Beim 5V= Ausgang lägen während der Durchflussphase über dem sperrenden Gleichrichter somit 5V(1+2,5)= 17,5V an. Dazu käme dann noch etwas Geklingele und Sicherheitsreserve - und schon sind 45V Sperrspannung garnicht mal so üppig für ein 5V-Netzteil.
Es sollte jedenfalls klar sein, dass man mit 45V Sperrspannung niemals 45V gleichrichten kann.
Und in einem typischen flyback Wandwarzenwandler mit Weitbereichseingang ist die primäre Flybackspannung typischerweise auf 130V eingestellt.
Also ist bei 230V Netzspannung die Primärspannung während der Durchflussphase mit 310V fast 2,5mal so hoch wie die primäre Flybackspannung während der Sperrphase. Dies, transformiert auf die Sekundärseite, bedeutet: Beim 5V= Ausgang lägen während der Durchflussphase über dem sperrenden Gleichrichter somit 5V(1+2,5)= 17,5V an. Dazu käme dann noch etwas Geklingele und Sicherheitsreserve - und schon sind 45V Sperrspannung garnicht mal so üppig für ein 5V-Netzteil.
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04.09.2016, 11:47 AM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 04.09.2016, 11:50 AM von Black_Chicken.)
Hey! Schickes Netzteil, endlich hast Du auch mal wieder ne vernünftige PCB-Farbe ;-)
Ich wollte dich mal fragen wie Du deine Netz-Eingangsfilter entwirfst? Hast Du Zugang zu einem EMV-Messplatz, oder sind das einfach normativ vorgegebene oder Erfahrungs-Werte?
Mich würde mal eine Wirkungsgradmessung (nicht Schätzung) interessieren. Power-Analyser hast du nicht, oder?
Achja, wenn ich das richtig sehe arbeitest Du mit festfrequenz - also keine Regelung. Was spricht dagegen eine einfach Schleife mit TL431 und Optokoppler auf den PCBs vorzusehen?
Ich wollte dich mal fragen wie Du deine Netz-Eingangsfilter entwirfst? Hast Du Zugang zu einem EMV-Messplatz, oder sind das einfach normativ vorgegebene oder Erfahrungs-Werte?
Mich würde mal eine Wirkungsgradmessung (nicht Schätzung) interessieren. Power-Analyser hast du nicht, oder?
Achja, wenn ich das richtig sehe arbeitest Du mit festfrequenz - also keine Regelung. Was spricht dagegen eine einfach Schleife mit TL431 und Optokoppler auf den PCBs vorzusehen?
04.09.2016, 02:04 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 04.09.2016, 02:14 PM von voltwide.)
Die Netzeingangsfilter haben durchaus einen Erfahrungshintergrund gestützt durch EMV-Messungen in der EMV-Kabine.
Darüberhinaus habe ich für die FA den Rigol SA angeschafft, so dass ich, in Verbindung mit einer genormten Netznachbildung, leitungsgebundene Emissionen zumindest vergleichend messen kann.
Zu dem Filter ist folgendes anzumerken:
Ich halte nichts von Gleichtaktdrosseln vor dem Gleichrichter -
weil diese dann von den Ladestromspitzen voll in die Sättigung gesteuert werden und damit
einen Großteil der Wirkung verlieren, und zwar genau dann, wenn der Gleichrichter leitet.
(für den Rest der Phase wirkt er als HF-Sperre mit wenigen pF).
Also packe ich diese hinter den Hauptstützkondensator im Gleichstromkreis.
Zum einen senkt das den Effektivstrom und damit die Wicklungsbelastung.
Außerdem fließt nur noch ein Bruchteil des 100Hz-RippleStromes durch die Wicklungen, wenn man dafür sorgt,
dass der erste Stützkondensator (hier mit 330uF) deutlich größer ist als der dahinter geschaltete Abblockkondensator (47uF).
Des weiteren sollte man erkennen, dass ein Hauptproblem die Unterdrückung der ersten Harmonischen oberhalb 150kHz darstellt. Und dieser Beitrag ist nicht unbedingt dominiert durch Gleichtaktstörungen, sondern eher eine Frage der Gegentaktstörungen, d.h. verursacht durch den primärseitigen Stromripple. Um den zu deckeln, braucht die CM-choke vor allem eine möglichst hohe Streuinduktivität - und die findet man nicht bei Ringkernen, auch nicht mit sectional windings, sondern eher bei den 4-Kammer-Drosseln mit CC oder 8-Kernen. Bleibt man nun im Bild meines Eingangsfilters, wird deutlicht, dass ein vor den Gleichrichter geschalteter X-Kondensator kaum noch etwas bringen kann...
In jedem Fall werde ich sowohl das EMV-Verhalten mit Bordmitteln als auch den Wirkungsgrad untersuchen.
Vlt ergibt sich auch mal die Gelegenheit einer Messung im EMV-Labor.
Was die Ausregelung betrifft - in diesem Aspekt bin ich "reluctant", da ich um die krumme Regelkennlinie weiß und auch um die Möglichkeit einer Linearisierung (Ladungssteuerung, nach Nielsen) - ist mir alles zu viel Aufwand und erstmal durchaus verzichtbar.
Darüberhinaus habe ich für die FA den Rigol SA angeschafft, so dass ich, in Verbindung mit einer genormten Netznachbildung, leitungsgebundene Emissionen zumindest vergleichend messen kann.
Zu dem Filter ist folgendes anzumerken:
Ich halte nichts von Gleichtaktdrosseln vor dem Gleichrichter -
weil diese dann von den Ladestromspitzen voll in die Sättigung gesteuert werden und damit
einen Großteil der Wirkung verlieren, und zwar genau dann, wenn der Gleichrichter leitet.
(für den Rest der Phase wirkt er als HF-Sperre mit wenigen pF).
Also packe ich diese hinter den Hauptstützkondensator im Gleichstromkreis.
Zum einen senkt das den Effektivstrom und damit die Wicklungsbelastung.
Außerdem fließt nur noch ein Bruchteil des 100Hz-RippleStromes durch die Wicklungen, wenn man dafür sorgt,
dass der erste Stützkondensator (hier mit 330uF) deutlich größer ist als der dahinter geschaltete Abblockkondensator (47uF).
Des weiteren sollte man erkennen, dass ein Hauptproblem die Unterdrückung der ersten Harmonischen oberhalb 150kHz darstellt. Und dieser Beitrag ist nicht unbedingt dominiert durch Gleichtaktstörungen, sondern eher eine Frage der Gegentaktstörungen, d.h. verursacht durch den primärseitigen Stromripple. Um den zu deckeln, braucht die CM-choke vor allem eine möglichst hohe Streuinduktivität - und die findet man nicht bei Ringkernen, auch nicht mit sectional windings, sondern eher bei den 4-Kammer-Drosseln mit CC oder 8-Kernen. Bleibt man nun im Bild meines Eingangsfilters, wird deutlicht, dass ein vor den Gleichrichter geschalteter X-Kondensator kaum noch etwas bringen kann...
In jedem Fall werde ich sowohl das EMV-Verhalten mit Bordmitteln als auch den Wirkungsgrad untersuchen.
Vlt ergibt sich auch mal die Gelegenheit einer Messung im EMV-Labor.
Was die Ausregelung betrifft - in diesem Aspekt bin ich "reluctant", da ich um die krumme Regelkennlinie weiß und auch um die Möglichkeit einer Linearisierung (Ladungssteuerung, nach Nielsen) - ist mir alles zu viel Aufwand und erstmal durchaus verzichtbar.
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04.09.2016, 05:30 PM
Hey! Danke für die Ausführlichen Erklärungen! Zu einem vollständigen Netzfilter gehört ja auch ein DMC, interessanter Ansatz die Streuinduktivität mitzubenutzen.
Was die Regelschleife betrifft..., macht es denn deiner Meinung nach überhaupt Sinn einen Regelkreis (wie im Datenblatt des NC1396 vorgeschlagen) aufzubauen? Ich habe mich noch gar nicht mit der Regelung von LLC beschäftigt, das ganze läuft nur nebenbei. Beruflich kämpfe ich gerade an ganz anderen Fronten.
Ich frage deshalb, weil ich gerade darüber nachdenke ein 10-30W LLC Hilfsnetzteil zu konstruieren. Die Bedingungen wären eigentlich Ideal, die Eingangsspannung ist nahe zu konstant (irgend eine Zwischenkreis-Spannung gibt es ja eigentlich immer) und die Ausgangsspannungen für die Analogschaltungen (OPV etc.) werden über LDOs nachgeführt. Ursprünglich wollte ich auf die +5V (fürs digitale) regeln damit ich mir an dieser Stelle den LDO (oder Buck) sparen kann.
Was die Regelschleife betrifft..., macht es denn deiner Meinung nach überhaupt Sinn einen Regelkreis (wie im Datenblatt des NC1396 vorgeschlagen) aufzubauen? Ich habe mich noch gar nicht mit der Regelung von LLC beschäftigt, das ganze läuft nur nebenbei. Beruflich kämpfe ich gerade an ganz anderen Fronten.
Ich frage deshalb, weil ich gerade darüber nachdenke ein 10-30W LLC Hilfsnetzteil zu konstruieren. Die Bedingungen wären eigentlich Ideal, die Eingangsspannung ist nahe zu konstant (irgend eine Zwischenkreis-Spannung gibt es ja eigentlich immer) und die Ausgangsspannungen für die Analogschaltungen (OPV etc.) werden über LDOs nachgeführt. Ursprünglich wollte ich auf die +5V (fürs digitale) regeln damit ich mir an dieser Stelle den LDO (oder Buck) sparen kann.
04.09.2016, 05:51 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 04.09.2016, 05:51 PM von voltwide.)
Der ungeregelte LLC ist in gewisser Hinsicht genauso sinnvoll oder sinnlos wie ein ungeregeltes Eisennetzteil.
Für Audioverstärker ist die Regelung im Normalfall unnötig, außer man möchte die Betriebsspannungsgrenzen seines Verstärkers bis zur Grenze ausreizen.
Davon abgesehen hat der Festfrequenzbetrieb auf der Resonanz den Vorteil, dass der Luftspalt optimal, d.h. auf minimalen Magnetisierungsstrom, eingestellt werden kann für ZVS.
Für Audioverstärker ist die Regelung im Normalfall unnötig, außer man möchte die Betriebsspannungsgrenzen seines Verstärkers bis zur Grenze ausreizen.
Davon abgesehen hat der Festfrequenzbetrieb auf der Resonanz den Vorteil, dass der Luftspalt optimal, d.h. auf minimalen Magnetisierungsstrom, eingestellt werden kann für ZVS.
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15.09.2016, 02:49 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 15.09.2016, 02:51 PM von voltwide.)
Zwischendurch mal ein Exkurs über eine relative simple Möglichkeit, mit Bordmitteln den Wicklungsverlusten auf die Schliche zu kommen.
Kupferverluste im LLC-Trafo messen!
Fortsetzung folgt im nächsten Heft!
Kupferverluste im LLC-Trafo messen!
Die übertragbare Leistung eines Ferritübertragers läßt sich steigern indem man mit der Taktfrequenz herauf geht. Hierbei stößt man aber schnell an die Grenzen der Strombelastbarkeit der Wicklungen, da bekanntlich der wirksame Kupferwiderstand von Trafowicklungen mit der Frequenz zunimmt (skin- und proximity-Effekt). An dieser Stelle ist der Aufbau entscheidend, also Drahtstärke/Litzen, Lagenaufbau etc. Alles in Allem eine Art Geheimwissenschaft, die zu ergründen ist.
Um sich rein empirisch einer Optimierung zu nähern, ist der praktische Versuchsaufbau zu verifizieren. Im folgenden wird eine DIY-freundliche Methode zur Bestimmung des Wicklungswiderstandes (=Realteil der Wicklungsimpedanz) bei verschiedenen Frequenzen vorgeschlagen die mit Bordmitteln, ohne eine RLC-Messbrücke auskommt.
Die Idee dahinterMan nehme einen Hochfrequenzgenerator einstellbarer Frequenz und speise damit den Primär-Serienresonanzkreis bei kurz geschlossenen Sekundärwicklungen. Bei Speisung mit der Resonanzfrequenz ist die Impedanz des LC-Kreises Null und es verbleibt der gesuchte frequenzabhängige Wicklungswiderstand als Realteil der RLC-Serienimpedanz. Dieser Realteil läßt sich in einfacher Weise bestimmen über die Stromaufnahme des treibenden Hochfrequenzgenerators.
Infolge des Kurzschlussbetriebes ist das primärseitige Vsec-Produkt (nahezu) Null, dementsprechend findet auch keine nennenswerte Magnetisierung statt und es können keine Kernverluste zu Stande kommen. Somit ist die Möglichkeit gegeben, die Wicklungsverluste völlig getrennt von den Kernverlusten zu bestimmen.
Bei entsprechend kräftig ausgelegtem Hochfrequenzgenerator kann der maximale Primärstrom im Dauerlastfall unter Zuhilfenahme eines Thermometers bestimmt werden.
Der MessaufbauAls Testsignalgeber fungiert ein 230V-LLC-Wandler mit einstellbarer Taktfrequenz und Totzeit. Dieser wird folgendermaßen modifiziert:
1) Der LLC-Ansteuerbaustein wird mit 12V= aus einem PC-Netzteil gespeist.
2) Der Leistungsteil wird aus dem 5V-Strang des PC-Netzteiles gespeist.
3) Der zu testende Übertrager wird sekundärseitig kurzgeschlossen.
4) Primärseitige Klammerdioden werden getrennt (Leiterbahnunterbrechung)
5) optionale Unterbrechung des Primärstromkreises, um einen Stromwandler ein zu fügen.
Fortsetzung folgt im nächsten Heft!
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15.09.2016, 08:34 PM
Also kommt am Schluss ein Mischmasch raus - Ohmsche und Streufeld-Verluste auf der einen Seite im Kurzschluss, dazu Kern- und Stromverdrängungsverluste durch das Streufeld des Luftspalts auf der anderen Seite im Normalbetrieb.
Die erste Verlustportion ist rein mit der Wicklung und ihrer Geometrie assoziiert, die zweite mit der Geometrie und dem Material des Kerns...gefällt mir.
Danke!
Die erste Verlustportion ist rein mit der Wicklung und ihrer Geometrie assoziiert, die zweite mit der Geometrie und dem Material des Kerns...gefällt mir.
Danke!
16.09.2016, 11:23 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 16.09.2016, 11:25 PM von voltwide.)
Ich würde es folgendermaßen formulieren:
Mit dem 5V-Kurzschlusstest mißt man die Wechselstromverluste und kann so die Stromtragfähigkeit des Wandlers abschätzen.
Im Leerlauf bei voller Betriebsspannung mißt man die Wechselspannungsverluste aka Kernverluste.
Die Gesamtverluste ergeben sich durch einfache Addition der lastunabhängigen Spannungsverluste mit den lastabhängigen Stromverlusten.
Letztendlich exakt dieselben Gesetzmäßigkeiten wie beim herkömmlichen Eisentrafo.
Mit dem 5V-Kurzschlusstest mißt man die Wechselstromverluste und kann so die Stromtragfähigkeit des Wandlers abschätzen.
Im Leerlauf bei voller Betriebsspannung mißt man die Wechselspannungsverluste aka Kernverluste.
Die Gesamtverluste ergeben sich durch einfache Addition der lastunabhängigen Spannungsverluste mit den lastabhängigen Stromverlusten.
Letztendlich exakt dieselben Gesetzmäßigkeiten wie beim herkömmlichen Eisentrafo.
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21.09.2016, 12:17 AM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 21.09.2016, 12:26 AM von voltwide.)
Inzwischen habe ich einige Tests an verschieden bewickelten ETD39 Trafos durch geführt. Wie schon gesagt wird die Halbbrücke gespeist mit 5V und dann abgeglichen auf Resonanz, d.h. maximale DC-Stromaufnahme bei maximalem Resonanzhub über den Resonanzkondensatoren. Aus Halbbrücken-Betriebsspannung und - Strom errechne ich den äquivalenten reellen Serienwiderstand. Wobei sich dieser natürlich zusammensetzt aus dem Anteil der Primärwicklung und dem rücktransformierten Beitrag der Sekundärwicklung. Gute Werte sind hier 200mR Gesamtwiderstand bei ca 3A= Stromaufnahme wobei Resonanzspannungen um 400Vpp! über den Primärkondensatoren gemessen werden.
Die Primärströme erreichen hierbei 6Aeff, dementsprechend heizen die Wicklungen schon mal auf rund 100C auf.
Die Gütefaktoren sind hierbei schon so hoch, dass man Mühe hat, mit dem Spindeltrimmer das Maximum ein zu stellen.
Auf der Suche nach dem höchsten Gütefaktor haben sich schon einige interessante Ergebnisse abgezeichnet.
-Primärseitige Bewicklung mit 2x7x0,25mm TexE-Draht ergab die schlechtesten Resultate, vermutlich eine Frage des hohen Durchmessers.
-Bei Frequenzen zwischen 100 und 150kHz ist bislang mit 0,1mm Litzen noch kein nennenswerter Stromverdrängungseffekt zu beobachten gewesen.
-Erstaunlicherweise verbessert sich der Gütefaktor, wenn man den Luftspalt von 0.05 auf 0,55mm vergrößert.
Ich habe nicht den Hauch einer Ahnung, wie das zu begründen sein könnte. Aber es kommt nicht ungelegen
-Ich habe auch mal HF-Litze durch Schrumpfschlauch gezogen, primär und sekundär, was dann eine doppelte Isolierung ergibt. Der dadurch reduzierte Leiterquerschnitt hat keine nennenswerte Verschlechterung nach sich gezogen.
-Die vermutete Verringerung von proximity-Effekt durch Aufpolsterung zwischen den Wicklungslagen konnte nicht verifiziert werden.
Die Primärströme erreichen hierbei 6Aeff, dementsprechend heizen die Wicklungen schon mal auf rund 100C auf.
Die Gütefaktoren sind hierbei schon so hoch, dass man Mühe hat, mit dem Spindeltrimmer das Maximum ein zu stellen.
Auf der Suche nach dem höchsten Gütefaktor haben sich schon einige interessante Ergebnisse abgezeichnet.
-Primärseitige Bewicklung mit 2x7x0,25mm TexE-Draht ergab die schlechtesten Resultate, vermutlich eine Frage des hohen Durchmessers.
-Bei Frequenzen zwischen 100 und 150kHz ist bislang mit 0,1mm Litzen noch kein nennenswerter Stromverdrängungseffekt zu beobachten gewesen.
-Erstaunlicherweise verbessert sich der Gütefaktor, wenn man den Luftspalt von 0.05 auf 0,55mm vergrößert.
Ich habe nicht den Hauch einer Ahnung, wie das zu begründen sein könnte. Aber es kommt nicht ungelegen
-Ich habe auch mal HF-Litze durch Schrumpfschlauch gezogen, primär und sekundär, was dann eine doppelte Isolierung ergibt. Der dadurch reduzierte Leiterquerschnitt hat keine nennenswerte Verschlechterung nach sich gezogen.
-Die vermutete Verringerung von proximity-Effekt durch Aufpolsterung zwischen den Wicklungslagen konnte nicht verifiziert werden.
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21.09.2016, 12:34 AM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 21.09.2016, 12:45 AM von voltwide.)
Und hier mal ein paar Schnappschüsse vom Versuchsaufbau
Die letzte Aufnahme zeigt den Test mit 4,77V= Betriebsspannung, 2,958A= Stromaufnahme, 6,44Aeff Primärstrom und einer Resonanzspannung von 374Vpp
Die letzte Aufnahme zeigt den Test mit 4,77V= Betriebsspannung, 2,958A= Stromaufnahme, 6,44Aeff Primärstrom und einer Resonanzspannung von 374Vpp
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12.10.2016, 08:33 PM
Was mag das für ein Kern sein?
http://www.ebay.com/itm/Large-power-800w...2091956192
800W peak soll er können.
http://www.ebay.com/itm/Large-power-800w...2091956192
800W peak soll er können.
13.10.2016, 12:31 AM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 13.10.2016, 12:55 AM von voltwide.)
vmtl sowas wie ER35, die sind unseren ETD39 ähnlich. Gibt es aber in verschiedenen Längen.
Btw, es gibt Neuigkeiten aus dem LLC-Forschungslabor.
Nach etlichen Fehlschlägen, deren Details ich jetzt mal verschämt unter den Tisch kehre, läuft der erste neue Prototyp inklusive Synchrongleichrichter. Taktfrequenz ist nun auf Resonanz bei ca 130kHz eingestellt.
Um Kupferverluste zu verringern, habe ich jetzt mal den Arbeitspunkt verschoben in Richtung höherer Kernverluste.
ETD39
Ferrit=N97
Nprim=18Wdg
Nsec=2x4Wdg
Cres=2x33nF
Da die Magnetierung bekanntlich lastunabhängig ist, erhöhen sich die Leerlaufverluste auf 5..7W und der Kern heizt dann schon mal auf 50C auf bei 20C Umgebungstemperatur. Dafür nimmt die Wicklungstemperatur nur langsam zu über der Leistung.
Störend fiel mir die deutliche Überspannung im Leerlauf auf: 46..48V gegenüber rund 35V unter Last.
Ch1/gelb: Sekundärwicklung am drain
Ch2/blau: Primärstrom per Stromzange (1V/10A)
Nach längerer Suche habe ich die Ursache im Primärkreis gefunden. Belastet man die Halbbrücke kapazitiv, dann wird alles gut.
Die gleiche Messung, jetzt mit 1nF+3R3 als Primärsnubber
Das sieht nicht nur viel sauberer aus, sondern die Leerlauf-Ausgangsspannung fällt dabei auf knapp 38V ab -
das ist dann schon ein ganz anderer Schnack.
Ich war ja so schlau gewesen, meine primäre Hilfsversorgung nun doch mal aus einer Hilfswicklung zu beziehen, wodurch der belastende Kondensator entfallen ist. Somit dient diese trickreiche spulenlose Versorgung auch noch der Bedämpfung des Halbbrückenausganges.
Hierbei vermute ich mal, dass das Problem in der spannungsabhängigen Ausgangskapazität der PowerMOSFETs zu suchen ist. Ähnliche Instabilitäten habe ich auch schon an Schottky-Gleichrichtern im Sperrbereich beobachten können.
Möglicherweise stellt die spannungsabhängige Kapazität in gewissen Teilbereichen so etwas wie einen negativen Widerstand dar, wie man ihn von Tunneldioden her kennt. Schaltet man eine deutlich größerer Kapazität parallel, wird dieser Effekt gedeckelt. Wobei auf eine entsprechend erhöhte Totzeiteinstellung zu achten ist.
Diese Art Snubber findet sich ja auch häufig in Class-D-amps, und möglicherweise ist dies auch dafür eine passende Erklärung.
Btw, es gibt Neuigkeiten aus dem LLC-Forschungslabor.
Nach etlichen Fehlschlägen, deren Details ich jetzt mal verschämt unter den Tisch kehre, läuft der erste neue Prototyp inklusive Synchrongleichrichter. Taktfrequenz ist nun auf Resonanz bei ca 130kHz eingestellt.
Um Kupferverluste zu verringern, habe ich jetzt mal den Arbeitspunkt verschoben in Richtung höherer Kernverluste.
ETD39
Ferrit=N97
Nprim=18Wdg
Nsec=2x4Wdg
Cres=2x33nF
Da die Magnetierung bekanntlich lastunabhängig ist, erhöhen sich die Leerlaufverluste auf 5..7W und der Kern heizt dann schon mal auf 50C auf bei 20C Umgebungstemperatur. Dafür nimmt die Wicklungstemperatur nur langsam zu über der Leistung.
Störend fiel mir die deutliche Überspannung im Leerlauf auf: 46..48V gegenüber rund 35V unter Last.
Ch1/gelb: Sekundärwicklung am drain
Ch2/blau: Primärstrom per Stromzange (1V/10A)
Nach längerer Suche habe ich die Ursache im Primärkreis gefunden. Belastet man die Halbbrücke kapazitiv, dann wird alles gut.
Die gleiche Messung, jetzt mit 1nF+3R3 als Primärsnubber
Das sieht nicht nur viel sauberer aus, sondern die Leerlauf-Ausgangsspannung fällt dabei auf knapp 38V ab -
das ist dann schon ein ganz anderer Schnack.
Ich war ja so schlau gewesen, meine primäre Hilfsversorgung nun doch mal aus einer Hilfswicklung zu beziehen, wodurch der belastende Kondensator entfallen ist. Somit dient diese trickreiche spulenlose Versorgung auch noch der Bedämpfung des Halbbrückenausganges.
Hierbei vermute ich mal, dass das Problem in der spannungsabhängigen Ausgangskapazität der PowerMOSFETs zu suchen ist. Ähnliche Instabilitäten habe ich auch schon an Schottky-Gleichrichtern im Sperrbereich beobachten können.
Möglicherweise stellt die spannungsabhängige Kapazität in gewissen Teilbereichen so etwas wie einen negativen Widerstand dar, wie man ihn von Tunneldioden her kennt. Schaltet man eine deutlich größerer Kapazität parallel, wird dieser Effekt gedeckelt. Wobei auf eine entsprechend erhöhte Totzeiteinstellung zu achten ist.
Diese Art Snubber findet sich ja auch häufig in Class-D-amps, und möglicherweise ist dies auch dafür eine passende Erklärung.
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13.10.2016, 12:46 AM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 13.10.2016, 12:48 AM von voltwide.)
Mit Lasttests habe ich mich bislang vorgewagt bis auf 250W Eingangsleistung, der Wirkungsgrad erreichte hierbei 95%.
Die Resonanzspannung erreichte 100Vpp (von max 300Vpp), d.h. die Aussteuerung lag gerade bei 30%.
Da ist also noch Luft drin!
Die Resonanzspannung erreichte 100Vpp (von max 300Vpp), d.h. die Aussteuerung lag gerade bei 30%.
Da ist also noch Luft drin!
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Super Arbeit!
13.10.2016, 09:54 PM
Signal sieht perfekt aus 
Don't worry about getting older. You're still gonna do dump stuff...only slower
13.10.2016, 10:22 PM
(13.10.2016, 09:54 PM)alfsch schrieb: Signal sieht perfekt aus
ist auch 512-mal gemittelt worden vom TekScope
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14.10.2016, 02:58 PM
(Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 14.10.2016, 03:09 PM von voltwide.)
Hier nun einige Erkenntnisse zum Synchrongleichrichter
Ausgangspunkt war die Leerlaufspannungsüberhöhung am DC-Ausgang.
Kanal 1 (gelb) zeigt die gate-Ansteuerung, Kanal2 (blau) den zugehörigen drain-Anschluß.
Offenbar überlädt die kurze Überspannungsspitze zu Beginn der Durchflussphase den Elko.
Die zugehörige Stromspitze fließt allein durch die parasitäre Diode des MOSFETs, danach kommt nichts mehr, das gate wird zu keiner Zeit aufgesteuert.
Würde man den Synchrongleichrichter in der Mitte mal kurz einschalten, könnte diese Überspannung abgebaut werden indem die überschüssige Ladung zurück fließt in die Sekundärwicklung.
Genau das passiert, wenn man den spike ursächlich bekämpft durch besagten Primär-snubber (2.plot)
Jetzt findet auch im Leerlauf der sekundäre Stromfluß statt in der Mitte der Durchflußphase, wobei der Synchrongleichrichter tatsächlich schon aufgesteuert wird. Durch den Abbau des spikes wird also zugleich erreicht, dass der SynchronGleichrichter die Ausgangsspannung auf den "wahren" Wert der Sekundärspannung ausgleichen kann.
Ausgangspunkt war die Leerlaufspannungsüberhöhung am DC-Ausgang.
Kanal 1 (gelb) zeigt die gate-Ansteuerung, Kanal2 (blau) den zugehörigen drain-Anschluß.
Offenbar überlädt die kurze Überspannungsspitze zu Beginn der Durchflussphase den Elko.
Die zugehörige Stromspitze fließt allein durch die parasitäre Diode des MOSFETs, danach kommt nichts mehr, das gate wird zu keiner Zeit aufgesteuert.
Würde man den Synchrongleichrichter in der Mitte mal kurz einschalten, könnte diese Überspannung abgebaut werden indem die überschüssige Ladung zurück fließt in die Sekundärwicklung.
Genau das passiert, wenn man den spike ursächlich bekämpft durch besagten Primär-snubber (2.plot)
Jetzt findet auch im Leerlauf der sekundäre Stromfluß statt in der Mitte der Durchflußphase, wobei der Synchrongleichrichter tatsächlich schon aufgesteuert wird. Durch den Abbau des spikes wird also zugleich erreicht, dass der SynchronGleichrichter die Ausgangsspannung auf den "wahren" Wert der Sekundärspannung ausgleichen kann.
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14.10.2016, 03:19 PM
Der Synchrongleichrichter im Lastfall
Die max Durchflußspannung über den drain-source-Strecken kann man ermitteln aus der max gate-Ansteuerspannung, solange noch keine Übersteuerung auftritt (Vgate < 9V).
Da der OPV einen linearen Verstärker darstellt, wird sie ausgeregelt auf Vds = Vgs/gain.
Die Messung bei 337W Eingangsleistung zeigt eine max gate-Spannung von 6,6V.
Die Durchflußspannung des Synchrongleichrichters erreicht hier demnach 6,6V/50=132mV
Die max Durchflußspannung über den drain-source-Strecken kann man ermitteln aus der max gate-Ansteuerspannung, solange noch keine Übersteuerung auftritt (Vgate < 9V).
Da der OPV einen linearen Verstärker darstellt, wird sie ausgeregelt auf Vds = Vgs/gain.
Die Messung bei 337W Eingangsleistung zeigt eine max gate-Spannung von 6,6V.
Die Durchflußspannung des Synchrongleichrichters erreicht hier demnach 6,6V/50=132mV
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