[voltwide]

Hier einmal eine Schaltungsidee eines einfachen Festfrequenz LLC gesteuert von 2x NE555.

Der erste Timer erzeugt ein Festfrequenz-Signal von 50% Tastverhältnis.
Der zweite liefert eine einstellbare Verzögerung und damit die Totzeit.

Der gate-Ansteuer-Übertrager sollte eine sehr feste Kopplung haben
und alle Wicklungen müssen trotzdem gut isoliert sein.
Kupferlackdraht scheidet da aus. Am besten aus einem 3-adrigen Flachkabel wickeln durch einen Ringkern hoher Permeabilität.
https://stromrichter.org/d-amp/content/i...llc555.asc

[christianw.]

[3eepoint]

Zitat:Original geschrieben von christianw.

Kann mich dem nur anschließen

[Rumgucker]

Vorsicht!

[sup]..die Schaltung stammt von Volti[/sup]

[voltwide]

Dieser recht rudimentäre 555-LLC-converter eignet sich schon mal zur Veranschaulichung der Schaltvorgänge.
Beginnen wir mit dem Einschaltvorgang, der Einfachheit halber stellvertretend auf der "low-side".

Im abgeschalteten Zustand liegt am gate eine negative Spannung.
Gegen Ende der Aus-Zeit steigt diese an und erreicht schließlich einen positiven Pegel.
Ein 600V-MOSFET schaltet typischerweise bei 4..5V ein.
Der Verlauf der zugehörigen drain-source-Spannung ist naturgemäß entgegengesetzt,
die anfangs maximale Amplitude fällt beim Einschalten abrupt auf Null.

Interessant ist nun die genauere Betrachtung:
In diesem Falle ist die drain-source-Spannung gerade bei Null angekommen,
wenn die gate-source-Spannung die Nulllinie kreuzt.
Und natürlich ist die drain-source Spannung immer noch Null,
wenn, kurz danach, die gate-Spannung +4V überschreitet:
Also schaltet der MOSFET bei 0V drain-source-Spannung ein.
Das nennt man (Z)ero (V)oltage (S)witching und genau das
ist der ZauberTrick der Einschaltverluste rückstandslos verschwinden läßt.
Wohlgemerkt geht es hier ausschließlich um zusätzliche Verluste während des Einschaltens,
die anschließenden Durchflußverluste bleiben natürlich bestehen

Wenn also die drain-source-Spannung auf Null fällt, bevor der MOSFET überhaupt durchschaltet,
stellt sich die Frage, wieso überhaupt diese scharfe Abschaltflanke zustande kommen kann.
Die Antwort lautet: Durch einen induktiven Laststrom.

Wenn also der HiSideMOSFET eine induktive Last treibt, wird in dem Moment,
wo der HiSideMOSFET abschaltet, der induktive Strom eine Gegenspannung erzeugen,
sichtbar als fallende Flanke am Halbbrückenausgang.
Die Übergangszeit ergibt sich aus dem Induktionsstrom im Abschaltmoment,
der als Konstantstrom die wirksame Kapazität am Halbbrückenausgang umladen muß.

Zur Abschätzung eine kleines Zahlenbeispiel
die Verschiebungs-Ladung am Brückenausgang sei 100nC
der Induktionsstrom sei +-1A
Dann beträgt die Umschaltzeit 100nC/1A = 100ns

Um verlustfrei per ZVS einzuschalten, muß also in diesem Falle nach Abschaltung der HiSide
mindesten 100ns gewartet werden, bis die LoSide einschaltet.
Dies ist die Totzeit, während der beide Schalter gesperrt sind.

geht gleich weiter

[3eepoint]

Eigentlich müsst ich ins Bett weil ich morgen Schule habe, aber dashier ist spannender

[voltwide]

[IMG] https://stromrichter.org/d-amp/content/i...555zvs.png[/IMG]
Gegenüber dem ursprünglichen Schaltbild wurde lediglich der Leistungsübertrager aufgeteilt in die Primärinduktivität LM1=1200uH und einen "idealen" Übertrager mit 1200H Primärinduktivität,
der ausschließlich vom Laststrom durchflossen wird.

Zum Zeitpunkt der Flankenwechsel der Halbbrückenspannung (=LoSideDrain, rote Spur)
ist der rücktransformierte Laststrom (blaue Spur) auf Null gefallen.
Der Magnetisierungsstrom (grüne Spur) hat dagegen genau seinen Spitzenwert von 0,4A.
Und der allein bewirkt das verlustfreie Umschwingen der Halbbrückenspannung.

Da die Primärspannung sich nur wenig über der Last verändert,
bleibt der Magnetisierungsstrom weitgehend lastunabhängig.
Man kann also eine feste Totzeit einstellen.

Wer das nicht glaubt, hier ist die Simu.
[URL] https://stromrichter.org/d-amp/content/i...555zvs.asc[/URL]

[voltwide]

Der Abschaltvorgang (LoSide)

Hierbei handelt es sich um das klassische Abschalten eines induktiven Laststromes,
wie man es schon vom Sperrwandler her kennt.
Es zeigt sich, dass während der gesamten Abschaltflanke im drain-Kreis
die gate-Spannung mehr oder weniger konstant bei 5V liegt ("Miller-Plateau").
Der MOSFET ist also leitend während dieses Überganges,
und daraus ergeben sich Abschaltverluste.
Und zwar umso mehr, je langsamer geschaltet wird.
Hier ist also extrem schnelles Schalten von Vorteil.
Das erfordert "hartes" Ansteuern des gates, d.h. ein Treiber mit möglichst viel Ausgangsstrom.

In dem gezeigten Beispiel kommt der Strom vom NE555, der mit max 0,2A
Ausgangsstrom hier das limitierende Nadelöhr ist.
Davon abgesehen trägt auch die Streuinduktivität des gate-Übertragers
zu Verlangsamung bei, und deshalb kann dessen Kopplung garnicht hoch genug sein.

So weit zum Abschalten, für heute schalte ich auch erst mal ab.

[3eepoint]

Schade, hätt gern noch mehr erfahren ^^

[voltwide]

Die Abschaltverluste lassen sich folgendermaßen abschätzen:
Abschaltdauer 80ns
Abschaltstrom 0,4A
Abschaltspannung 300V
Wiederholfrequenz 80kHz

P = 0,5 * 80n * 0,4 * 300 * 80k = 384mW

Das ist nun kein dramatischer Verlustbeitrag.
Zur Optimierung kann man an folgenden Schrauben drehen:
-gate-Treiber mit höherem Abschaltstrom
-Magnetisierungsstrom verkleinern:
Bei gegebener Trafobewicklung sind Streuinduktivität
und max Flußdichte festgelegt, also konstant.
Durch Variation des Luftspaltes läßt sich
nun die gewünschte Induktivität und damit der Magnetisierungsstrom einstellen.

[voltwide]

Zur Erinnerung worum es hier geht

https://stromrichter.org/d-amp/content/i...599eva.pdf

Dieses fully-featured-LLC-Evaboard habe ich zurückgestutzt auf einen ungeregelten Festfrequenz-LLC, der PFC ist inaktiv.

Dazu die aktuelle Patchliste: https://stromrichter.org/d-amp/content/i...599eva.pdf

[voltwide]

Heute habe ich ein paar Messungen durchgeführt.

Ohne Last - ch1/gelb: Spannung über Primärelko ch2/blau: DC-Ausgang

[voltwide]

Dasselbe mit Last 4,6Amp bei 15,8V und 78,8W Eingangsleistung.
Der Wirkungsgrad ist >90%!

Man sieht den 100Hz-ripple über dem Primärelko perfekt abgebildet in der Ausgangsspannung: Der Wandler verhält sich erwartungsgemäß genauso wie ein ungeregelter Trafo.

[voltwide]

[IMG] https://stromrichter.org/d-amp/content/i...eva_03.jpg[/IMG]
Hier ein Lastwechsel von Null auf 4,6Amp.
Das macht doch schon mal soweit einen grundsoliden Eindruck

[Black_Chicken]

Deine bisherigen Ergebnisse sehen doch wirklich sehr gut aus!

könnte man einen solchen wandler auch für eine +12V->+-30V Wandlung einsetzen, oder ist dann die Spannung am Schwingkreis zu klein?

Viel Erfolg!

[voltwide]

Prinzipiell spricht nichts dagegen.
Das ist ja zunächst mal nur eine Frage des Transformationsverhältnisses.

[voltwide]

Ich hab mal grob umdimensioniert für 12V Eingangsspannung.
Das Ganze wird sehr niederohmig.
1uH Primärinduktivität läuft auf 2-3 Wdg hinaus.
dazu 20uF Resonanzkondensator - in Folie?!
Aber das sind vlt keine unüberwindlichen Hürden.

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
dazu 20uH Resonanzkondensator - in Folie?!
Aber das sind vlt keine unüberwindlichen Hürden.

Kondis mit 20 Mikrohenrys sind zur Zeit schwierig zu beschaffen...

[voltwide]

ups, korrigiert!

[3eepoint]

Zitat:Original geschrieben von Rumgucker

Zitat:Original geschrieben von voltwide
dazu 20uH Resonanzkondensator - in Folie?!
Aber das sind vlt keine unüberwindlichen Hürden.

Kondis mit 20 Mikrohenrys sind zur Zeit schwierig zu beschaffen...

Und ich wollte schon wegen Hallos ins Bett gehen