[Redegle]

Zitat:Original geschrieben von voltwide

Im Datenblatt stehen Spezifikationen, die unter den angegebenen Bedingungen
eingehalten werden (sollten). Bei Schaltzeiten wird üblicherweise der zusätzliche gate Vorwiderstand angegeben. Mit kleineren gate-Vorwiderständen kann die Schaltgeschwindigkeit meist noch gesteigert werden.
Davon mal abgesehen ist der IRF740 eine uralt-Krücke und alles andere als erste Wahl für eine getaktete Brückenschaltung.

Viel wichtiger als irgendwelche Schaltzeiten ist das Reverse-Recovery-Verhalten der intrinsischen Dioden. Was man spätestens dann lernt,
wenn unter Volllast die Transen scheinbar grundlos kaputt gehen.

Danke für den Hinweis!
Werde mal darauf achten, ob ich im Datenblatt Angaben zu den Testbedingungen finde. Dachte bis jetzt immer es gäbe ein physikalisches Minimum.
Sehe ich es richig, dass ich sozusagen nur auf die Gatekapazität achten muss.
Also sobald an diesem eine Spannung anliegt, welche hoch genug ist, dann ist der Mosfet "sofort" leitend.

Wenn dem so ist werde ich mich wohl nocheinmal auf die Suche nach einem anderen Mosfet begeben. Unter diesem Gesichtspunkt würde das auch bedeuten, dass ich kahlos Mosfet ggf. in weit unter 60ns einschalten kann.

EDIT: Über das Reverse-Recovery-Verhalten muss ich mich erstmal einlesen.

[voltwide]

Aha, fett verlötetes Weissblechgehäuse.der Mann macht Ernst mit der EM-Abschirmung. Finde ich gut.
Kühlkörper würde ich allerdings nicht unbedingt mit Heißkleber fixieren

[alfsch]

..könnte auch silikon sein...dann is ok.

#red
lies mal:
http://d-amp.org/include.php?path=forum/...readid=318

[voltwide]

Was die Schaltzeiten betrifft: Das ist tatsächlich im Wesentlichen eine Frage der umuladenden gate-Kapazität. Da aber der MOSFET einen internen gate-Serienwiderstand beinhaltet, sind dem beliebig schnellen Abschalten an dieserStelle Grenzen gesetzt.

[Redegle]

Voltwide hat leider recht das ist Heißkleber. Denke aber nicht das an dieser Stelle die typische Schmelztemperatur im Bereich 80-200°C überschritten wird. Viel kritischer war das auf der Rückseite bei den Spulen. Da fing der Heißkleber langsam an flüssig zu werden. Habe diese dann verstärkt verlötet.

@ alfsch das nächste mal werde ich Silikon verwenden. Guter Hinweis.
Werde den Link auch später noch ausführlichst durchlesen. Sieht ganz interessant aus.

Was ist der Unterschied zwischen Turn-On Delay und Rise Time?
Dachte immer die Rise Time würde vom Treiberstrom bestimmt und das Turn-On Delay wäre ein fester Wert des Mosfets.

[Redegle]

Der Text war sehr aufschlussreich!

Jetzt hat die Diode im Fet auch eine Forward Voltage. Diese berägt beim IRF540N z.B. 1,2V. das scheint mir im Vergleich zu einer Siliziumdiode ziemlich hoch.

Wenn ich das richtig in Erinnerung habe, so verwendet man bei Siliziumdioden eine bestimmte Dotierungsmenge um die Dotierungsschichten im einem temperaturunabhängigem Bereich zu bauen. Deswegen ergeben sich fast immer diese 0,7V. Das würde also bedeuten, dass die intrinsische Diode des Fets sehr stark Temperaturabhängig sein muss.

Bei dem starken Spannungsunterschied sollte das Problem mit einer externen Diode gelöst sein. Denn diese schaltet bei einer geringeren Spannung, so dass gar keine Ladungsträger im Mosfet verschoben werden können.
Oder gibt es noch weitere Probleme?
Könnte mir vorstellen, dass die interne Diode zeitlich schneller schaltet als meine Externe.

[voltwide]

Turn-on-delay ist die Zeit, die vergeht, um das gate von 0V auf die Einschaltspannung (ca 5V) zu laden. Ist also eine Einschaltverzögerung.
Rise-time ist die Übergangszeit für das Einschalten.
Die Durchflussspannung von Dioden erhöht sich mit deren Spannungsfestigkeit.
Im allgemeinen sind externe Dioden besser bezüglich Durchfflussspannung und Schaltgeschwindigkeit.
Das Parallel-Schalten ist in der Praxis leider nicht so einfach, da für eine sichere Stromübernahme die externe Diode extrem induktionsarm angebunden werden muss.
Es ist also besser, von vornherein einen MOSFET mitvernünftiger interner Diode auszuwählen.
Wobei die Diodendurchflussspannung ein untergeordnetes kriterium ist, viel wichtiger ist das Sperrverzugsverhalten und der reverse-biased safe operating area (RBSOA)

[Redegle]

Das heißt also, dass ich die turn on und turn off Zeiten beeinflussen kann. Die rise und fall Zeiten sind vom Typen abhängig.


Kann das sein, dass INTERNATIONAL RECTIFIER keine Mosfets mehr über 300V herstellt?

Habe jetzt den IRFB4227 gefunden.
U = 200V
Ug= 30V
19,7mohm
70nC
Turn on Delay 33ns
Rise time 20ns
Turn off Delay 21ns
Fall Time 31ns
640nC
150ns

Der währe eigendlich optimal wenn nur die maximale Spannung etwas höher liegen würde.

Der irfp4332pbf sieht auch gut aus. Nur sind im Datenblatt keine Angaben zu den Schaltzeiten.

[Redegle]

Eingangsfilter und Spannungsversorgung für den Dreieckgenerator ist eben fertig geworden.
Uein = +/-5V
Uaus = +/-2,44V

Zur Stabilisierung verwende ich einen LT1763 sowie einen LT1964.

http://calradio.calit2.net/CalRadio1a/DS...1763fa.pdf
http://cds.linear.com/docs/Datasheet/1964fb.pdf

[Redegle]

Hab den Dreieckgenerator nun aufgebaut.
Verwende eine Kapazität von 47pF und habe eine parasitäre Kapazität von 23pF.

[Redegle]

Anbei ein paar Bilder des Dreieckgenerators. Alle Bilder stammen von einem 200Mhz Oszilloskop.




Die Ausschläge sind Rauschen des Oszilloskops.

[Rumgucker]

Vom Feinsten!

Herzlichen Glückwunsch

[Redegle]

Danke Rumgucker.
Aber so ganz zufrieden bin ich noch nicht.

Die Spitze macht beim Umschalten des Komparators einen Sprung um ca. 70mV. Das liegt an einer rechnerisch ermittelten parasitären Kapazität von 2pF.
Ich könnte den Integrationskondensator vergrößern, dann fließen statt 100µA 1mA und aus dem 70mV Sprung wird ein 7mV Sprung aber gleichzeitig fällt dann die Spannung des Komparators auf Grund des Stroms um 30mV ab. Also integriere ich nicht mehr über ein Rechteck sondern über ein Rechteck das von 2,44V auf 2,41V abfällt.

Die Frage ist also was ist schlimmer, ein Sprung von 70mV (3,5%) oder eine Änderung der Steigung des Dreiecks von 1,23%.

Muss mal den Schaltplan uploaden.

Aber viel Wichiger.

Ich habe 2 Festwiderstände durch Potentiometer getauscht.
Somit konnte ich die Amplitude auf 2V einstellen und die Frequenz auf 500kHz.
Nun fiel mir ein Jitter auf!

Weiß nicht ob der vorher auch schon da war oder ob der erst da ist, nachdem ich die Widerstände getauscht habe.
Nachdem ich um den Teil mit den Operationsverstärkern ein Weißblechgehäuse gebaut habe scheint der Jitter subjektiv weniger geworden zu sein. Die Frequenz ist auf 491kHz gesunken und schwankt dort.
Habe den Bildschirm nun nicht länger beobachtet aber es ließ sich ein schwanken zwischen 489,9kHz und 491,5kHz beobachten.

Welche Ursachen kann der Jitter haben und in wie weit entsteht dadurch später ein Rauschen auf dem Ausgangssignal.

[voltwide]

Um die nicht perfekte Spitze würde ich mir nicht allzu viele Gedanken machen. Es gibt viele Gründe dafür, und meines Erachtens
kriegt man es nie beliebig gut hin.
Stattdessen würde ich den PWM-Aussteuerungsgrad limitieren,
z.B. auf 5..95%, so dass man im linearen Bereich verbleibt.

Jitter kann z.B entstehen durch ein Rauschen des Komparators
der die Dreiecksumschaltung steuert. Und ja, jitter muß extrem klein sein. Wenn man ihn schon auf dem Scope sieht, werden höchstwahrscheinlich deutliche Störungen hörbar.

Der verwendete Komparator hat hier einen wesentlichen Anteil. Abgesehen von der Ansprechzeit finden sich keinerlei relevante Spezifikationen in Datenblättern.

Ich habe das damals durch ausprobieren/hören gelöst.
Es sollte jedenfalls ein ziemlich schneller Komparator sein,
LM393 u. ä. sind lahm und rauschen.

[Redegle]

Ersteinmal lade ich den ursprünglichen "SOLL"-Schaltplan hoch.
Dann haben wir eine Diskusionsgrundlage.



Alle externen Bauteile waren 0602 SMD Bauteile.
Leider sind die Widerstände beim entlöten teilweise zerbrochen.
Habe diese testweise durch Potentiometer ersetzt

Nun möchte ich die Probleme Punkt für Punkt abarbeiten.

1. Wenn ich ein perfektes Dreieck mit einer Gleichspannung vergleiche, dann ergibt sich ein Tastgrad. Dieser steigt bzw. sinkt linear mit der Gleichspannung.

Ich vermute, dass sich diese Linearität durch die verzerrte Spitze verändert. Dies geschieht selbst dann, wenn ich nur in einem Bereich von 5..95% ansteuere.

Werde dies später durchrechnen!

2. Ich denke der Jitter hat in meinem Schaltplan 2 Ursachen.
2.1. Die Potentiometer Rauschen --> Später muss ich rauscharme Widerstände verwenden.
Kann ich hierzu Metallschichtwiderstände verwenden oder haben diese eine zu hohe Induktivität?
2.2. Die hochohmigen Widerstände R9 und R10 und die parasitäre Kapazität am Eingang des Komparators erzeugen mir eine äußerst ungünstige Situation. -->
Ich könnte die Widerstände niederohmiger machen.
Problem: Der Strom am Komparator steigt.
Somit fällt am Innenwiderstand des Komparators eine Spannung ab.
Diese macht aus meinem Rechteck ein rechtwinkliges Trapez.
U=Ri*I
Ri ist ca. 30ohm.
Im moment fließen 10µA.
Bei einer Erhöhung des Stroms auf 100µA fallen am Innenwiderstand 3mV ab statt 0,3mV.
Das wäre noch aktzeptabel!

3. Ich bin mir sehr sicher, dass die momentane Verzerrung der Dreieckspitze auf die eingezeichnete Kapazität C1 zurückzuführen ist!
Ich könnte den Spannungseinbruch von 70mV auf 7mV reduzieren wenn ich statt 47pF 500pF verwende. Jedoch steigt hierdurch der Strom am Komparator von 100µA auf 1mA, welches einen 10fachen Spannungsabfall an der parasitären Induktivität verursacht.
Wenn ich ganz groß von 6nH pro cm ausgehe käme ich auf eine Gesammtinduktivität von 30nH in der Stromschleife des Rechteckstroms.

Ich werde versuchen die Konzequenzen eines höheren Stromes zu Simulieren.

[voltwide]

Den Spannungsabfall über dem Innenwiderstand des Komparators halte
ich für weitestgehend vernachlässigbar. Und sicher ist das nicht die
Erklärung für verzerrte Spitzen am Ausgang des Integrators.
Der 2pF kann durchaus damit zu tun haben. Es können aber auch durchaus Limitierungen des verwendeten OPVs sein wie Verstärkungs-Bandbreitenprodukt oder Schaltzeiten.
Ein kurzer Blick auf die Daten des Komparators machte jedenfalls einen guten Eindruck, das Teil scheint recht schnell zu sein.
Und dann Spannungsteiler um den Komparator würde ich erstmal um den Faktor 10 niederohmiger machen.

[voltwide]

Heute hatten wir Besuch von IR.
Die MOSFET HV-Sparte ist komplett an Vishay verkauft worden.
So dass die heutige Obergrenze der Spannungsfestigkeit
von deren PowerMOSFETs in der Tat bei 250V liegt.

[Redegle]

Danke für die Information.
Das erklärt auch, warum IR auf seiner Homepage die alten Mosfetsdatenblätter zu Vishay verlinkt mit den Hinweis, dass diese nicht mehr hergestellt werden.

[voltwide]

Ansonsten ist mir aufgefallen, dass es im
Bereich oberhalb 650V in den letzten 5 Jahren
praktisch keine Neuentwicklung gegeben hat:
NXP: <300V
OnSemi: <650V
ST nix Neues
Fairchild hat im 800V-Bereich seit Jahren nix Gescheites
Infineons SPA08N80 C3 Serien (Datenblatt von 2003) waren konkurrenzlos und scheinen inzwischen auch auszulaufen.
Einzig IXYS macht in diesem Bereich weiter.
Trostlos

[Redegle]

So ich habe gerade einen Komparator im Wert von 5 Euro zerschossen.

Habe jetzt 2 Stunden gebraucht alles neu aufzubauen. Bin jetzt in einem Zustand wo ich sage:"Das bleibt so".
Bzw. es werden nur noch die Widerstände durch rauschärmere ersetzt.

Werde später noch paar Bilder hochladen.

Es ergibt sich jedoch die Frage wie ich das Signal von meinem Generator zu den anderen Schaltungen bringe.

Habe etwas mit Koaxialkabel herrumgespielt.
Sehr interessant ohne 50ohm Abschluss kommt alles Verzerrt an.
Mit Abschluss sinkt die Amplitude und die Verzerrung nimmt ab.

Nur in meiner späteren Schaltung wird jedes Modul die selbe Masse haben.