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Das Umschalten der inneren Kapazitätne liefert einen gewissen Beitrag zu Querströmen.
Die Miller-Kapazität ist die Rückwirkungskapazität zwischen drain und gate.
Sie verlangsamt die Anstiegsrate der drain-Spannung des Power-MOSFET beim Ein- oder Ausschalten,
d.h. es ergibt sich eine lineare Rampe wie beim Integrator, wobei der gate-Ansteuerstrom
und die Rückwirkungskapazität die bestimmenden Parameter sind.
Was Du da zeigst, sind IGBTs und keine MOSFETs
Ein entscheidender Unterschied!
Der IGBT-interne Leistungstransistor ist ein PNP-Typ, hat also die von BJTs her bekannten Abschaltverzögerungen, guckst Du mal unter "current tail".
Dies dürfte der wesentliche Beitrag zu Deiner cross-conduction sein.
Und ein Grund, einen weiten Bogen um IGBTs zu machen
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nein nein, kein bogen um IGBTs
nur halt beachten, was die so können bzw nicht können..
zb haben die keine backdiode ( Gucki...
)
ausser die typen mit extra eingebauter backdiode, die dann aber recht flott ist
zb irg4bc20kd -> 40ns backdiode
in deiner schaltung oben...mach den gate r deutlich grösser ! zb 27 r R1 + R2
sonst schaltet der igbt zu schnell ein, was über Cgd des anderen igbt soviel impuls-ladung reinjagt, dass der freundlicherweise auch hallo sagt
ansonsten hat volti natürlich schon recht, abschalten tun die etwas langsamer als mosfet, was aber bei der üblichen anwendung (motoren) nicht stören sollte, sofern genug deadtime vorgesehen ist (stören tut der current-tail, aber das is ein anderes problem...)
noch was: du hast offenbar 100khz takt , das is für igbt viel zu schnell; geh mal auf 20khz oder so runter !
lesen:
http://www.microsemi.com/micnotes/APT0408.pdf
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Diese Nadeln sind bis zu einem gewissen Grade immer vorhanden, da ja bei Spannungswechseln die Kapazitäten irgendwie umgeladen werden müssen. Und bei entsprechend schnellem Umschalten können da schon mehrere 10A auftreten, für einige Nanosekunden. Das muß nicht per se destruktiv sein, und, wie gesagt, 100% vermeiden läßt sich das auch nicht.
Ein ganz anderer Schnack ist sogenannte Zwangskommutierung von Dioden, d.h. Dioden Abschalten durch Gegenstrom. Das betrifft z.B. bei Class-D Verstärkern die in den MOSFETs hausenden intrinsischen Dioden, vor allem dann, wenn die Totzeit etwas zu lang ist. Infolge Sperrverzögerung treten zusätzliche Stromspitzen auf, die durchaus destruktiv sein können. Wobei die Gefahr eines Ausfalles mit dem Laststrom zunimmt.
Davon abgesehen bleibt die Frage, wie realitätsnah die spice-Simulation in diesem Punkt ist. Ich habe da so meine Zweifel
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Zur Zwangskommutierung - ein etwas schwierigeres Kapitel. Das Szenario:
Der Verstärker (Halbbrücke) ist kurz vor der Vollaussteuerung.
Betrachte die positive Halbwelle der Audioschwingung.
Die Lautsprecherspannung nähert sich der positiven Betriebsspannung.
Die Halbbrücke verhält sich also wie ein Abwärtswandler ("Buck-Regler")
Das Tastverhältnis stark asymmetrisch, nämlich die meiste Zeit positive Brückenspannung.
Der Strom in der Ausgangsdrossel ist positiv, daraus ergibt sich beim Abschalten der pos Halbwelle der Brücke ("hi-side") dass die Ausgangsspannung aufgrund der Induktionsspannung
mehr oder weniger von selbst in Richtung negative Betriebsspannung springt.
Soweit so gut, kein Problem.
Jetzt liefert die Halbbrücke ein kurzes negatives Signal.
Der jetzt folgende Übergang zum breiten positiven Signal ist das eigentliche Problem:
Der Induktionsstrom in der Ausgangsdrossel ist immer noch positiv, die Induktionsspannung
sperrt sich also gegen eine positive Flanke auf dem Halbbrücken-Ausgang.
Also muß erst einmal die obere Hälfte ("hi-side") durchgeschaltet werden,
um die Spannung in Richtung positiv zu zwingen.
Davor gibt es aber eine kleine Totzeit.
Wenn die zu lang ist, sperrt der lo-side MOSFET und der Induktionsstrom fließt nun durch dessen intrinsische Diode, d.h. der volle Ausgangsstrom fließt durch selbige Diode.
Dieser Diodenstrom muß durch Gegenstrom aus der Hisidde komplett kompensiert werden,
und genau das ist die "Zwangs-Kommutierung".
Aufgrund der in der Diode gespeicherten Ladung ("Sperrverzug", "reverse recovery") gibt es einen deftigen Stromspike. Das erhöht im günstigsten Fall die Umschaltverluste, im schlimmsten Fall fällt der MOSFET aus, weil eben diese Backward-Diode empfindlich auf derartige Stromspitze reagiert. Das ist ein großes Thema, man behilft sich mit Kontrolle der Stromraten, d.h. verlangsamtes Einschalten der MOSFET, hier verweise ich auf den dI/dt-limiter in Form von kleiner Drosseln in den source-Leitungen.
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beides!
Hab aber eben keine links parat -
passende Suchbegriffe hatte ich schonmal in "" angegeben
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vergiss nicht: der treiber jagt erstmal saft ins gate...sonst bräuchtest ja auch keinen, der ein paar A lockermacht
dieser strom-impuls vor/bei schalten des mosfet siehste dann logischerweise auch
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Verglichen mit dem, was das scope an dieser Stelle üblicherweise zeigt, sehen die simulierten gate-signale aus wie gemalt. Der kleine Überschwinger ist wahrscheinlich auf "gate-charge-injection" zurückzuführen, d.h. auf der Schaltflanke der drain-spannung wird über Cdg Ladung in das gate gepumpt.
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danke für eure kommentare!