[voltwide]

Es hätte mich eher gewundert, wenn Du keine Überschwinger hättest!
Die Ausgangsdrossel 28uH bildet mit dem Ausgangskondensator (680nF)
einen Serienschwingkreis mit einer Resonanz (s. Thomsonsche Schwingkreisformel).
Wichtiger ist die hierbei auftretende Impedanz Z=sqrt(L/C). Da komme
ich überschlägig auf 7Ohm. Zur Einstellung des aperiodischen Grenzfalles,
wo gerade keine Überschwinger mehr passieren, muß also der Ausgang mit
7 Ohm belastet werden, im Leerlauf dagegen klingelt der Ausgang wie nix Gutes.
Soweit die Theorie.
In der Praxis ist bei angeschlossenem Lautsprecher die Impedanz vielleicht 6-8 Ohm,
gemessen bei 1kHz. Aber bei der Schwingkreisresonanz weit oberhalb des Hörbereiches
ist die Abschlußimpedanz viel höher, ergo es wird trotzdem klingeln.

Und da man der angeschlossenen Last in dieser Hinsicht nicht trauen kann,
wird dem Ausgangskondensator ein RC-Glied parallel geschaltet,
das im Bereich der Resonanz die notwendige reelle Last darstellt.
Du kannst dieses Netzwerk in spice simulieren, wenn Du mit Rechtecksignal
ansteuerst. Es gibt auch ausgearbeitete Bemessungen dieser Beschaltung,
ich meine so etwas bei TI gesehen zu haben, die machen eine ganze Menge mit Class-D.

Desweiteren mußt Du die Dimensionierung der Gegenkopplung vom
FilterAusgang auf den invertierenden Eingang überprüfen und
mit verschiedenen Kompensationen herumspielen.

Ich habe an dieser Stelle die besten Erfahrungen gemacht mit
einer etwas anderen Beschaltung:
Der Gegenkopplungswiderstand endet am Filtereingang, d.h.
direkt am Brückenausgang. Dazu kommt vom inv Eingang zum
Filterausgang ein kleiner Kondensator (wenige 10pF),
den man auf optimales Verhältnis zwischen min Überschwinger und geringster Bandbreitenbegrenzung einstellt.

[ChocoHolic]

Überschwinger hinter dem Filter oder an den Transistoren?

Wenn Rechtecksignale hinter dem Filter schlimm aussehen - kein Wunder, siehe Volt's Posting. Wird aber oft einfach so gelassen...


Wenn an den Transistoren:
Welche Frequenz haben die Überschwinger?
Der HF-RC-Snubber muss korrekt abgestimmt sein, sonst hilft er wenig.
Anyway, hier meine empirische Trial- und Errormethode.
...so als erster Schritt 10 Ohm seriell mit 220pF von Drain nach Source an jedem MosFet.
Zunächst in kleinstmöglicher Geometrie direkt von der Drainmetallfläche zum Sourcebeinchen ankoppeln.
Dann mit der Geometrie experimentieren. In Realität ist dein RC-Snubber im Frequenzbereich oberhalb 10MHz eher ein RCL-Snubber. Wenn du das parasitäre L so abstimmst, dass der Snubber die gleiche Resonanzfrequenz hat wie deine parasitäre Schwingung, dann ist er am wirksamsten.
Neben der Geometrie auch mit R und C experimentieren.
Sinnvoller Permutationswertebereich: 47pF...470pF und 4R7...47R
Achtung, bei großen Cs gibt es deutlich Wärme in den Rs (klassische R-C-Umladungsverluste)

Viel Glück!

P.S.
Die 100nF an der Versorgung sollten keine verlustarmen MKPs oder MKts sein.
Verlustreiche Keramik-Cs bringen hier oft eine angenehme Dämpfung rein.

[ChocoHolic]

...bei den Geometrieoptimierungen lasse ich üblicherweise die Ankoppelpunkte direkt am MosFet und variere nur die geometrische Schleifengröße des RC.

Hast du evtl. Screenshots?

[Luk4s]

Erst einmal Danke für die sehr ausführlichen Antworten
Das Klingeln ist nur am Ausgang der Transistoren. Des weiteren wird es mit zunehmender Ausgangsamplitude Stärker. Weitere Messungen folgen nachdem ich Aufgeräumt hab

[ChocoHolic]

Woran es liegt?
An dem Resonanzkreis aus der Schleifeninduktivität (Schleife: MosFet1 , MosFet2, Versorgungs-Cs) und der Drain-Source Kapazität.
Also meist einige zig nH und einige zig-bis-hundert pF. Gibt dann meist ne Frequenz zwischen 10MHz und 100MHz.
Besonders stark angetriggert werden diese Schwingungen bei harten Schaltvorgängen (ergibt sich nur bei Belastung) und den damit verbundenen großen di/dt bei Ausräumen der Bodydioden. Bis 200-300W kann man meist mit den Bodydioden leben.
Darüber wird oft per Schottky vermieden, dass die Bodydiode leitend wird und eine zweite schnelle, hinreichend spannungsfeste Diode mit kleiner Sperrverzugsladung und möglichst zahmen "Snap-back" als Freilaufdiode genommen....

[voltwide]

Dabei stellt sich die Frage, inwieweit diese hochfrequenten Überschwinger überhaupt relevant sind hinsichtlich Bauteilestress (Überspannungen?) oder zusätzlicher Audioverzerrungen. In den Applikationen von Monolithic Power System sind solche snubber in jedem Falle wiederzufinden.

[Luk4s]

Soo, Messungen wurden durchgeführt:
Am Eingang liegt ein 1kHz Sinus an.
Ausgangsamplitude ist 24Vpp (12V Versorgungsspannung, Vollbrücke)
Als last wurde ein monströser Schiebewiderstand verwendet, der auf 8Ohm eingestellt ist.
Momentan noch ohne Snubber. Dieser kommt am Montag.
Nun der Screenshot von einer steigenden sowie einer fallenden Flanke:
[Bild: ring-out.png]
Ist gemessen direkt an dem großen Pad, dass die Spule mit den Transistoren verbindet.
Btw: bei den Spulen für den Filter handelt es sich um die L-PISR Drosseln von Fastron.
Bei den von ChocoHolic erwähnten 100nF-Kondensatoren handelt es sich um Kerkos.
PS:
Hier habe ich nochmal ein besonders schönes Exemplar für euch:
[Bild: ring-out-zoom.png]
Die Frequenz des Überschwingers beträgt ca. 90MHz
PPS: Kann mal jemand diese bescheuerten Massekrokoklemmen verbieten? Ich will das Eingangssignal (1kHz sinus, ca 1Vpp) mit der Massekrokoklemme am Tastkopf messen -> spikes, das Oszi schafft es nicht auf das Signal zu triggern
Mit Massefeder ist das Signal lupenrein

[voltwide]

Du hattest erwähnt dass diese Schwingungen mit wachsender Belastung zunehmen.
Das deutet schon mal auf Auswirkung der intrinsischen Dioden bei zunehmender Strombelastung hin. Mal davon abgesehen, dass ich Deine Rechtecke durchaus erträglich finde, könntest Du mal die Totzeit vorsichtig verringern.
Das ist natürlich eine kritische Angelegenheit, da bei zu kurzer Totzeit cross-conduction in gefährlicher Weise zunimmt. Aber die lässt sich ohnehin nicht 100% ausschließen,allein durch das Umladen der Kapazitäten und das harte Abschalten der intrinsischen Dioden fließen Stromspitzen durch die Halbbrückenzweige, die wohl auch die Ursache der Oszillationen sind, so wie es choco beschrieben hat.
Du könntest auch die Stromrate mit Dampfungsferriten in den source-Leitungen
(Entmagnetisierungsdiode nicht vergessen!) verringern und damit höchstwahrscheinlich
die Oszillationen eindämmen, nur bleibt die Frage offen, ob das überhaupt vorteilhaft ist oder ob nicht dadurch die Verzerrungen zunehmen.

90MHz finde ich schon recht flott. Angenommen, der Resonanzkreis
besteht auf hier 50nH und 50pF, dann wäre die Kreisimpedanz rund 30R, ein passender snubber schätzungsweise 22R und 100p.
Diese grobe Aschätzung führt durchaus in die Nähe der hier üblichen snubber_Bemesungen.

[ChocoHolic]

Der Ansatz mit verkürzter Totzeit ist durchaus legitim.
Man vermeidet zwar nicht die großen di/dt, aber es gibt nie einen
komplett offenen MosFet dessen Drain-Source-Kapazität zum Bestandteil eines kaum gedämpften Schwingkreises werden könnte.
Ich stelle meine Totzeit auch immer auf minimale Überschneidung ein.
Aber eher, um die Verzerrungen klein zu halten.
Stromfluss in der Bodydiode kann damit allerdings vermieden werden, wenn man die Querstrompeaks ähnlich groß wählt wie die zu erwartenden Lastströme. Bei 50W eigentlich kein Problem, braucht bei normalen Schaltgeschwindigkeiten aber Kühlkörper.
Nachteilig ist diese Methode allerdings für die EMV.
Im KW-Bereich wird es grundsätzlich zäh, man will ja nicht permanent mit
50A Peaks hantieren...

Zu Volt's Anmerkung ob man die HF-Schwingung nicht einfach Schwingung sein lassen kann...:
a) Diese HF-Schwingungen sind immer unschöne HF-Störquellen.
b) Wenn sie etwas stärker sind, dann kommt u.U. der Treiber aus dem Tritt - erstes Symptom ist oft die "unerklärliche" Triggerung einer Schutzschaltung. Kann aber auch zu Defekten beim Treiber führen.
In Extremfällen auch zu MosFet-Defekten.
Die Schwingung ist üblicherweise auch am Gate-Source-Signal sichtbar.
Und wenn es dort zu sehr schwingt, kann aus einem Schaltvorgang ein wildes Getacker werden.

Theoretisch können die Schwingungen sogar die gesamte Ansteuerlogik und Totzeitgenerierung aus dem Tritt bringen, - kenne ich allerdings nur vom Hörensagen.

Summary:
Ich würde die Schwingungen nicht völlig ignorieren.
Das Maß der notwendigen Präzison ist sicher abhängig von der Anwendung.

[ChocoHolic]

Oeh...
Erst frage ich nach Bildern und sage ich nix dazu...
Die Bilder sind durchaus typisch. Die halbwegs hohe Frequenz
passt auf kleine Transistoren und ein Layout ohne grobe Suenden.

Die Höhe der Schwingungen ist doch schon so hoch, dass ich sie nicht
einfach so belassen würde. Wie kritisch es wirklich ist, lässt sich nur durch liebevolle Messung aller Signale (==> Funktionssicherheit) und Überprüfung in der EMV-Kammer beurteilen.
Ich für meinen Teil bin dazu übergegangen sie immer möglichst sauber wegzudämpfen. Ich liebe es, zu sehen wie der RCL-Dämpfer in unglaublicher Übereinstimmung mit banaler Schwingkreistheorie, die Schwingungen "wegzaubert". Evtl. mit einer kurzen rechnerischen Abschätzung im voraus, wie von Voltwide beschrieben (Das Lässt sich übrigens auch wunderschön simulieren und dann kann man mit L, C und R spielen...).
Die Messung von Gate nach Source ist üblicherweise feinfühliger als die Drain-Source-Messung, deshalb orientiere ich mich für die Feinabstimmung meist am Gate-Source-Signal des unteren MosFets.

[voltwide]

Die Messung an gate-source würde ich auch vorziehen, das sie generell aussagefähiger ist: An der Breite des Miller-Plateaus kann man die Schaltzeit ablesen. Des weiteren zeigt sich auch cross-conduction nach dem Abschalten, wobei die vom drain in das gate injizierte Ladung eine pos Spannungsspitze auf dem gate erzeugt. Solange deren Amplitude unterhab 2V bleibt passiert nichts, andernfalls kann man ein Problem bekommen.

[kahlo]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
An der Breite des Miller-Plateaus kann man die Schaltzeit ablesen.

Kurze Zwischenfrage zur Begriffsbestimmung: Diese Ecken in den Schaltflanken heissen Miller-Plateaus?

[ChocoHolic]

Die Plateaus heissen Millerplateau, wenn sie durch die kapazitive Gegenkopplung der Drain-Gate-Kapazität verursacht werden. Sozusagen eine du/dt-Gegenkopplung. Meistens ist das der Fall.

Der zweite Fall kann eine gewollte oder ungewollte Induktivität in der Sourceleitung sein, die das Referenzpotial des Treibers verschiebt und darüber di/dt gegenkoppelt.

Auseinander halten kann man die beiden Effekte wenn man zusätzlich auch noch Uds anschaut. Ist das Plateau zeitgleich mit Umschwingen von Uds, dann ist es das Millerplateau.
Ist es kurz vor den Umschwingen, dann die di/dt Gegenkopplung.

[voltwide]

@Kahlo: Diese kurzen waagerechten Stücke (Millerplateaus) liegen auf einem Spannungsplateau wo der MOSFET durchzuschalten beginnt, typischerweise 3..5V. Am Anfang, also dem ersten Knickpunkt, hat die drain-Spannung noch ihren vollen Betrag, jetzt beginnt die negative Vds-Flanke. Am Ende des Vgs-Millerplateaus, da wo es aufwärts knickt, ist die negative Vds-Flanke nun unten angekommen. Während dieses Vorganges schiebt das drain permanent
negative ladung ins gate, wodurch die gate-Spannung stehenbleibt.
Das kannst Du einfach verifizieren mit einem Zweistrrahler, indem Du Vds gegen Vgs darstellst und dann in das Millerplateau hineinzoomsst

Prinzipiell tritt diese Stufe am gate auf als Folge der Spannungsänderung am drain während des Schaltvorganges. Ganz ohne miller-plateau zeigt sich die gate-Spannung beim verlustlosen zero-voltage-switching. Hier ist Vds bereit null, bevor Vgs eingeschaltet wird, so dass diese kapazitive Rückwirkung entfällt.

Im Umkehrschluß kann man imho davon ausgehen, dass die Dauer des Millerplateaus stets der Zeitdauer des verlustbehafteten Umschaltvorganges entspricht, also ein direktes Maß für die Umschaltverluste ist.

[Luk4s]

Danke für die vielen Antworten
Bzgl. Totzeit verringern: Soll ich die Dioden bei den Gate-Rs einfach mal weglassen?
Einen besonders unschönen Screenshot vom Gate-Signal hätte ich auch noch parat
[Bild: gate-unschoen.png]
So schrecklich sehen die Flanken jedoch nur am oberen Scheitelpunkt des Sinus aus.
PS: Der carrotAmpD ist elektromagnetisch anscheinend nur minder verträglich. Ich hab meinen MP3-Player mit Radio auf die Frequenz der Überschwinger (ca. 98MHz) eingestellt, und siehe da, man hört sogar den 1kHz-Testton. Die Antenne (Kopfhörerkabel) liegt in ca. 1cm Entfernung zu den MOSFETs, mal sehen was die Dämpfer bringen werden

[voltwide]

Die Dioden würde ich erstmal unbedingt drin lassen,
um rasches Abschalten zu ermöglichen.
Um die Totzeit zu verkürzen mußt Du die gate-Vorwiderstände verringern.

Und zu Deinem Screenshot: Schon recht eklig soweit.
Anderseits zeigt die recht hohe Resonanzfrequenz, dass Du ein recht induktionsarmes Layout hinbekommen hast, d.h. wenn Du das Ganze auf nem alten Hameg mit 30MHz Bandbreite messen würdest, gäbe es gar keine Überschwinger zu sehen
Die Tatsache, dass es nur in den Sinusmaxima so aussieht korreliert mit dem maximalen Ausgangsstrom, d.h. es passiert erst ab einem gewissen Laststrom. Das ist soweit normal, und spricht schon für die "harten" Abschalteffekte rund um die intrinsischen Dioden.

Die Form der Schwingung deutet darauf hin, dass ein Schwingkreis einmal am Anfang angestoßen wird, und die hierbei auftretenden Amplituden sind in erster Linie eine Frage der Stromrate (di/dt) im Umschaltvorgang. Die höchsten Stromraten treten erfahrungsgemäß auf bei Zwangsabschaltung von Dioden ("Zwangskommutierung"), hier werden ohne weiteres etliche 100A/us erreicht. Und hier wird es nicht anders sein, das Klingeln steht im Zusammenhang mit den intrinsischen Dioden.

Bei optimaler Totzeit, d.h. genau auf der Kante, quasi im Einsatzpunkt der Cross-Conduction, kommt die intrinsische Diode nicht dazu den Strom zu übernehmen und damit fallen die reverse-recovery-Störungen weg.
Soweit die Theorie

Bleiben wir also im Bilde des Schwingkreises, bestehend aus der Induktivität der Leiterschleife durch hiside-, loside-MOSFET und Stützkondensator und der Kapazität des schaltenden MOSFET. Die einmalige Anregung durch den MOSFET ist ungefähr so brachial als wenn man jedes mal mit dem Hammer einmal drauf drischt. Die im Anschluß zu beobachtende, abklingende Schwingung läßt sich grundsätzlich immer mit einem geeigneten Snubber "breitklopfen", aber nicht immer restlos beseitigen.
Außerdem könntest Du
-die Stromrate begrenzen (erhöhte Rgon-Widerstände oder ferrit-Dämpfer in den source-Leitungen)
-"bessere"-Dioden nehmen (was nicht zwangsläufig Schottky sein müssen)

[Luk4s]

Jetzt bin auch froh, vor nen paar Jahren die 100MHz-Version aus der DSO3000 Serie von Agilent genommen zu haben. Die paar 100? mehr haben sich also gelohnt
Wahrscheinlich wird das Plasktikoszi ohnehin bald durch nen 4-Kanäler ersetzt.

[voltwide]

Auf Deinem screenshot sieht es so aus, als ob der MOSFET als Schalter prellt, d.h. mehrmals kurz abfällt im Verlauf des Einschaltvorganges.
Auch wenn die Ursache im drain-Kreis zu vermuten ist, zeigt sich hier die Verkopplung von Störungen auf Vds über Cds auf das gate. Auch das ist soweit nicht ungewöhnlich, weil die Rückwirkungsladung Qdg oft größer ist als die gate Anlaufladung Qgs. In solchen Fällen hilft entweder
-extrem niederohmige und induktionsarme Ansteuerung des gate
-oder ein parallelkondensator Cgs (ca 1-3nF). Das ist zwar keine schöne Lösung, weil damit auch die Ein- und Ausschaltzeiten verschliffen werden, hilft aber eigentlich immer.

[ChocoHolic]

...schau ma mal wie des mit den Snubbern wird...

[Luk4s]

Die kommen übrigends erst Dienstag, Mo is ja Feiertag und da haben logischerweise auch die Elektronikläden zu