15.10.2005, 11:03 PM
@Sixtas: was sind das da für Rechteckströme durch R10? Hast Du da das Filter weggenommen?
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100ns Endstufe
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16.10.2005, 12:19 AM
@Rumgucker
Das mit R10 hast du richtig gesehen.Ich werde die Bilder noch besser kommentieren.
Das mit R10 hast du richtig gesehen.Ich werde die Bilder noch besser kommentieren.
16.10.2005, 12:21 AM
@Rumgucker
die Modelle sind von fairchild ,so hießen die doch ,oder?,ich stell sie mal ein.
die Modelle sind von fairchild ,so hießen die doch ,oder?,ich stell sie mal ein.
16.10.2005, 12:25 AM
Mit den Philips-Modellen der BD's habe ich mir erlaubt, Sixtas schaltung zu simulieren
- wer sie auch nehmen möchte:
.MODEL BD135P NPN( IS=4.815E-14 NF=0.9897 ISE=1.389E-14 NE=1.6 BF=124.2 IKF=1.6 VAF=222 NR=0.9895 ISC=1.295E-13 NC=1.183 BR=13.26 IKR=0.29 VAR=81.4 RB=0.5 IRB=1E-06 RBM=0.5 RE=0.165 RC=0.096 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.243E-10 VJE=0.7313 MJE=0.3476 TF=6.478E-10 XTF=29 VTF=2.648 ITF=3.35 PTF=0 CJC=3.04E-11 VJC=0.5642 MJC=0.4371 XCJC=0.15 TR=1E-32 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333 FC=0.9359 Vceo=45 Icrating=1500m mfg=PH)
.MODEL BD136P PNP( IS=7.401E-14 NF=0.9938 ISE=4.104E-16 NE=1.054 BF=336.5 IKF=0.1689 VAF=22.47 NR=0.9913 ISC=1.290E-14 NC=1.100 BR=13.91 IKR=9.888E-2 VAR=30.00 RB=0.500 IRB=1E-06 RBM=0.500 RE=0.208 RC=5.526E-02 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.066E-10 VJE=0.6900 MJE=0.3676 TF=2.578E-10 XTF=13.56 VTF=2.366 ITF=1.3040 PTF=0 CJC=5.234E-11 VJC=0.6431 MJC=0.4436 XCJC=0.440 TR=1E-25 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333 FC=0.990 ) Vceo=45 Icrating=1500m mfg=PH)
Probleme sehe ich bei Sixtas Schaltung bei Belastung:
- der Eingang verbraucht massiv Strom, an den Pegelwandler-Strombegrenz-Widerständen werden bereits 12Watt im Leerlauf umgesetzt, was den Wirkungsgrad beträchtlich schmälert
- bei +/-10V, +/-100mA Ansteuerleistung muß es auch ein extrem schneller Video-(CurrentFeedback)OP etc. zur Ansteuerung sein, damit der wiederum nicht heiß läuft
das m.E. gravierendste und de fakto kaum lösbare Problem:
- die zweite und dritte Stufe erzeugt bereits im Leerlauf einen Spannungsabfall von 1.5V an den Endstufen
bzw. über der highside pro Transistor eine P,tot von 1.6Watt - 2Watt bei 20°(!) halten sie max. aus;
bei der Aussteuerung wird der Spannungsabfall an ihnen zunehmen (z.B. 2.5V), multipliziert mit einem gewissen Effektivstrom (z.B. 2 oder 3A) wird die Transistoren mit Sicherheit zerstören;
(die 1. - 3. Stufe könnte zwar an zwei extra Betriebsspannungen betrieben werden, sie müßten jedoch exakt enen bestimmten Betrag über +/-ub liegen, damit weder in die Sättigung gefahren noch untersteuert wird, was eine aufwändige Stabilisierung erfordern würde)
- wer sie auch nehmen möchte:
.MODEL BD135P NPN( IS=4.815E-14 NF=0.9897 ISE=1.389E-14 NE=1.6 BF=124.2 IKF=1.6 VAF=222 NR=0.9895 ISC=1.295E-13 NC=1.183 BR=13.26 IKR=0.29 VAR=81.4 RB=0.5 IRB=1E-06 RBM=0.5 RE=0.165 RC=0.096 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.243E-10 VJE=0.7313 MJE=0.3476 TF=6.478E-10 XTF=29 VTF=2.648 ITF=3.35 PTF=0 CJC=3.04E-11 VJC=0.5642 MJC=0.4371 XCJC=0.15 TR=1E-32 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333 FC=0.9359 Vceo=45 Icrating=1500m mfg=PH)
.MODEL BD136P PNP( IS=7.401E-14 NF=0.9938 ISE=4.104E-16 NE=1.054 BF=336.5 IKF=0.1689 VAF=22.47 NR=0.9913 ISC=1.290E-14 NC=1.100 BR=13.91 IKR=9.888E-2 VAR=30.00 RB=0.500 IRB=1E-06 RBM=0.500 RE=0.208 RC=5.526E-02 XTB=0 EG=1.11 XTI=3 CJE=1.066E-10 VJE=0.6900 MJE=0.3676 TF=2.578E-10 XTF=13.56 VTF=2.366 ITF=1.3040 PTF=0 CJC=5.234E-11 VJC=0.6431 MJC=0.4436 XCJC=0.440 TR=1E-25 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333 FC=0.990 ) Vceo=45 Icrating=1500m mfg=PH)
Probleme sehe ich bei Sixtas Schaltung bei Belastung:
- der Eingang verbraucht massiv Strom, an den Pegelwandler-Strombegrenz-Widerständen werden bereits 12Watt im Leerlauf umgesetzt, was den Wirkungsgrad beträchtlich schmälert
- bei +/-10V, +/-100mA Ansteuerleistung muß es auch ein extrem schneller Video-(CurrentFeedback)OP etc. zur Ansteuerung sein, damit der wiederum nicht heiß läuft
das m.E. gravierendste und de fakto kaum lösbare Problem:
- die zweite und dritte Stufe erzeugt bereits im Leerlauf einen Spannungsabfall von 1.5V an den Endstufen
bzw. über der highside pro Transistor eine P,tot von 1.6Watt - 2Watt bei 20°(!) halten sie max. aus;
bei der Aussteuerung wird der Spannungsabfall an ihnen zunehmen (z.B. 2.5V), multipliziert mit einem gewissen Effektivstrom (z.B. 2 oder 3A) wird die Transistoren mit Sicherheit zerstören;
(die 1. - 3. Stufe könnte zwar an zwei extra Betriebsspannungen betrieben werden, sie müßten jedoch exakt enen bestimmten Betrag über +/-ub liegen, damit weder in die Sättigung gefahren noch untersteuert wird, was eine aufwändige Stabilisierung erfordern würde)
16.10.2005, 12:31 AM
Edit, Verwechslung: 2Watt --> 3Watt halten die Endis bei 20°aus, grob max. 2Watt lt. SOA bei guter Kühlung
16.10.2005, 12:51 AM
@Gast
die Eingangsbeschaltung des Pegelwandlers ist noch nicht fertig.Sie dient nur der niederohmigen Spannungsteilung. LTspice stellt mir die Verlustleistung kostenlos zur Verfügung und heiß wird es auch nicht.
Mit einen oder zwei Emitterfolgern soll die Pegel/Stromanpassung diskret gelöst und auf OP verträgliche Größen gebracht werden.
Treiber und End-t´s dürfen erweitert werden.Die Verlustleistung sehe ich im Moment noch als Preis an den ich für die Geschwindigkeit zahlen muß.Es ist wie mit dem Luftwiderstand und der Massenträgheit beim Auto.Bei hohen Geschwindigkeiten nehmen die Verluste überproportional zu.
Ja Sie ist auf Kante genäht.Lass uns nach reserven suchen.
Die Einflüsse/Bergrenzungen des Aufbaus/Layoutes hab ich noch nicht sehr gut auf dem Schirm.Aber klar ist das Sie nicht so einfach zu beherrschen ist.Vielleicht sind die Probleme am Ende unüberwindbar.Aber so weit bin ich noch nicht.
die Eingangsbeschaltung des Pegelwandlers ist noch nicht fertig.Sie dient nur der niederohmigen Spannungsteilung. LTspice stellt mir die Verlustleistung kostenlos zur Verfügung und heiß wird es auch nicht.
Mit einen oder zwei Emitterfolgern soll die Pegel/Stromanpassung diskret gelöst und auf OP verträgliche Größen gebracht werden.Treiber und End-t´s dürfen erweitert werden.Die Verlustleistung sehe ich im Moment noch als Preis an den ich für die Geschwindigkeit zahlen muß.Es ist wie mit dem Luftwiderstand und der Massenträgheit beim Auto.Bei hohen Geschwindigkeiten nehmen die Verluste überproportional zu.
Ja Sie ist auf Kante genäht.Lass uns nach reserven suchen.
Die Einflüsse/Bergrenzungen des Aufbaus/Layoutes hab ich noch nicht sehr gut auf dem Schirm.Aber klar ist das Sie nicht so einfach zu beherrschen ist.Vielleicht sind die Probleme am Ende unüberwindbar.Aber so weit bin ich noch nicht.
16.10.2005, 01:57 AM
Auf Kante genäht schon, ich würde einfach nicht zielführend dazu sagen, da es eben ein bestimmtes Problem gibt:
In Schaltverstärkern muß das Ventil komplett aufgehen oder komplett schließen - bei Mosfets ist die Problematik sofort über RDS,on ersichtlich: z.B. 10A über 0.1RDS,on produzieren 10Watt abzuführende Wärme, was über ein TO220-Gehäuse noch einwandfrei gelingt, 10Watt über 2 x 5 Stück hart an der Grenze betriebene 2Watter in SMD sehen alt aus, besonders wenn sie diese Leistung schon annähernd im Leerlauf erzeugen.
Aber - das große "aber": Einem Emitterfolger in Darlingtonkonfiguration wird die UCE des Treibers plus in deiner Schaltung zusätzlich die UCE des Spannungsverstärkers (2. Stufe) plus die eigene UCE (aus nicht gesättigter Ansteuerung) aufgebürdet - multipliziert mit dem Belastungsstrom und das Ding geht hopps, auch wenn du auf jeder Seite 10 Stück nimmst.
Mit andern Worten: in deiner 3-stufigen Anordnung (2., 3. Stufe + E-Folger) ist das Ventil des Endtopfs nicht weit genug zu öffnen, analog deinem Luftreibungswiderstand bei hoher Geschwindigkeit kommt es hier ebenfalls zu Reibungsverlusten dergestalt, daß an den Folgern zu viel Reibungshitze entsteht.
Anders sieht es aus, wenn die Ansteuerung eben kurz vor der Sättigung halt macht, und den Transistor in einem schmalen Grad zwischen gerade nicht verlangsamender Übersteuerung und gerade tolerierbarer minimaler Ansteuerung hält, bereits mit einem Darlington ist das nicht mehr optimal zu lösen, zumal in SMD.
Wenn du dich in der Leistungselektronik einmal umschaust: bipolare Transistoren in Form von IGBT's schalten nach wie vor mit geringsten Verlusten, dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt.
In Schaltverstärkern muß das Ventil komplett aufgehen oder komplett schließen - bei Mosfets ist die Problematik sofort über RDS,on ersichtlich: z.B. 10A über 0.1RDS,on produzieren 10Watt abzuführende Wärme, was über ein TO220-Gehäuse noch einwandfrei gelingt, 10Watt über 2 x 5 Stück hart an der Grenze betriebene 2Watter in SMD sehen alt aus, besonders wenn sie diese Leistung schon annähernd im Leerlauf erzeugen.
Aber - das große "aber": Einem Emitterfolger in Darlingtonkonfiguration wird die UCE des Treibers plus in deiner Schaltung zusätzlich die UCE des Spannungsverstärkers (2. Stufe) plus die eigene UCE (aus nicht gesättigter Ansteuerung) aufgebürdet - multipliziert mit dem Belastungsstrom und das Ding geht hopps, auch wenn du auf jeder Seite 10 Stück nimmst.
Mit andern Worten: in deiner 3-stufigen Anordnung (2., 3. Stufe + E-Folger) ist das Ventil des Endtopfs nicht weit genug zu öffnen, analog deinem Luftreibungswiderstand bei hoher Geschwindigkeit kommt es hier ebenfalls zu Reibungsverlusten dergestalt, daß an den Folgern zu viel Reibungshitze entsteht.
Anders sieht es aus, wenn die Ansteuerung eben kurz vor der Sättigung halt macht, und den Transistor in einem schmalen Grad zwischen gerade nicht verlangsamender Übersteuerung und gerade tolerierbarer minimaler Ansteuerung hält, bereits mit einem Darlington ist das nicht mehr optimal zu lösen, zumal in SMD.
Wenn du dich in der Leistungselektronik einmal umschaust: bipolare Transistoren in Form von IGBT's schalten nach wie vor mit geringsten Verlusten, dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt.
16.10.2005, 03:32 AM
@Gast
danke für das replay.Ich werde Morgen dazu Stellung nehmen. Heute muß ich langsam mal schlafen.
Hier nun die Schaltung Mit Eingangstreiber:
![[Bild: 12_bjt_100ns1-sheet.gif]](https://stromrichter.org/d-amp/content/images/12_bjt_100ns1-sheet.gif)
dazu die Spicedatei:
https://stromrichter.org/d-amp/content/i...100ns1.asc
Modelle für die BD´s gibt es Morgen
Mike
danke für das replay.Ich werde Morgen dazu Stellung nehmen. Heute muß ich langsam mal schlafen.
Hier nun die Schaltung Mit Eingangstreiber:
dazu die Spicedatei:
https://stromrichter.org/d-amp/content/i...100ns1.asc
Modelle für die BD´s gibt es Morgen
Mike
16.10.2005, 08:20 AM
Vielen Dank für die Modelle, Andreas. Bis dato verwendete ich die, die im alten Forum von Dir veröffentlicht wurden. Und Kinners: die Philips-Modelle ergeben dramatisch bessere Ergebnisse. Zumindest für die Optik.
Womit ich aber weiterhin hadere, ist bei sixtas #158 die Power Kalkulation für das 1:1-Tastverhältnis (nur die highlights):
--- Efficiency Report ---
Input: 181W @ -8.03V
Ref. Irms Ipeak Dissipation
Q10 838mA 15226mA 9939mW
Q11 838mA 15226mA 9939mW
Q12 838mA 15226mA 9939mW
Q14 256mA 3698mA 1018mW
Q16 365mA 9488mA 2047mW
Q6 838mA 15226mA 9939mW
R1 90mA 102mA 810mW
R10 6386mA 12132mA 122351mW
R6 212mA 314mA 6290mW
R8 206mA 304mA 5955mW
...was mach ich falsch?
Womit ich aber weiterhin hadere, ist bei sixtas #158 die Power Kalkulation für das 1:1-Tastverhältnis (nur die highlights):
--- Efficiency Report ---
Input: 181W @ -8.03V
Ref. Irms Ipeak Dissipation
Q10 838mA 15226mA 9939mW
Q11 838mA 15226mA 9939mW
Q12 838mA 15226mA 9939mW
Q14 256mA 3698mA 1018mW
Q16 365mA 9488mA 2047mW
Q6 838mA 15226mA 9939mW
R1 90mA 102mA 810mW
R10 6386mA 12132mA 122351mW
R6 212mA 314mA 6290mW
R8 206mA 304mA 5955mW
...was mach ich falsch?
16.10.2005, 08:45 AM
Moin Jungs! Ich faß mal zusammen, wie ich den Stand zur Zeit sehe (bitte meckern, wenn ich was falsch schildere). Hinderliche Dinge hab ich unterstrichen.
Alfsch (mit 8 Ohm Last)
Pro: scheinbar einfach
Contra: aber noch keine Einrichtung gegen Einschaltstromstoß, keine Spice-Datei
Andreas
Pro: minimale Verluste bei 1:1-Tastverhältnis
Contra: keine Spice-Datei, bisher keine 100ns-Aussteuerung gesehen
Sixtas #158 (mit Andreas BD139P-Modellen)
Pro: sehr aufwändig (edit: wieso "pro"? Sollte natürlich contra heißen)
Contra: ich bekomme 180W Ruheverluste bei 1:1 angezeigt ?!?!
Rumgucker (mit IRF520/9520)
Pro: 100ns mit über 80% Wirkungsgrad
Contra: 20W Ruheverluste, schlechte Impulstreue
Alfsch (mit 8 Ohm Last)
Pro: scheinbar einfach
Contra: aber noch keine Einrichtung gegen Einschaltstromstoß, keine Spice-Datei
Andreas
Pro: minimale Verluste bei 1:1-Tastverhältnis
Contra: keine Spice-Datei, bisher keine 100ns-Aussteuerung gesehen
Sixtas #158 (mit Andreas BD139P-Modellen)
Pro: sehr aufwändig (edit: wieso "pro"? Sollte natürlich contra heißen)
Contra: ich bekomme 180W Ruheverluste bei 1:1 angezeigt ?!?!
Rumgucker (mit IRF520/9520)
Pro: 100ns mit über 80% Wirkungsgrad
Contra: 20W Ruheverluste, schlechte Impulstreue
16.10.2005, 02:01 PM
@Rumgucker
Es sind einzelne End T´s die laut Effiziency Report glühen.Ich kann es mir im Moment nicht
erklären.Ist aber unlogisch.
BD´s:
Jetzt bekomme ich die Modelle nicht hochgeladen.
Ich geh wieder ins Bett.
Es sind einzelne End T´s die laut Effiziency Report glühen.Ich kann es mir im Moment nicht
erklären.Ist aber unlogisch.
BD´s:
Jetzt bekomme ich die Modelle nicht hochgeladen.
Ich geh wieder ins Bett.
16.10.2005, 02:11 PM
Ich hab nen ganzen Katalog mit ns-BJT-Schalttransistoren gefunden. Bis zu 25A Dauerstrom. Ich check das mal ab.
16.10.2005, 02:53 PM
Zu meiner Schaltungsidee noch kurz die 100ns-Impulse:
[Bild: pwma3mtr29jk.gif]
Die Schaltung ist die gleiche wie bereits gezeigt, lediglich D5/D6 wurden hinzugefügt,
damit konnte die Verlustleistung der Gegentakttreiber T4/T5 von je ~350mW auf je ~105mW gedrückt werden:
[Bild: pwma3msch27qa.gif]
[Bild: pwma3mtr29jk.gif]
Die Schaltung ist die gleiche wie bereits gezeigt, lediglich D5/D6 wurden hinzugefügt,
damit konnte die Verlustleistung der Gegentakttreiber T4/T5 von je ~350mW auf je ~105mW gedrückt werden:
[Bild: pwma3msch27qa.gif]
16.10.2005, 03:04 PM
Schaffen die Zenerdioden "100ns"?
85% ist jedenfalls goil!
Wie sieht es in der anderen Richtung aus? Und: willst Du uns die Spice-Datei nicht geben?
85% ist jedenfalls goil!
Wie sieht es in der anderen Richtung aus? Und: willst Du uns die Spice-Datei nicht geben?
16.10.2005, 03:42 PM
Bei niedigem Mod.-Grad: kommt noch
Die Zenerdioden haben eine Durchbruchspannung von 18V, darunter passiert außer winzigen Spikes a.gr. C,AnodeKathode nichts,
ergo gehen diese 18V am Transistor verlustmäßig abhanden (sämtliche Transistoren außer den V-Mosfet liegen um oder deutlich unter 100mW und könnten damit theoretisch ohne irgendwelche Leiterplattenkühlflächen auskommen)
Meine .asy-dateien sind nicht kompatibel, es bleibt also nur ignorieren oder nachbauen
(wer sich dafür interessiert, wird sich darüber klar werden, daß das Herzstück dieser Schaltung ein schneller Timer aus zwei miteinander verknüpften MMV's sein muß, meine Idee dazu ist noch nicht ganz ausgereift, es gibt ja auch viele Möglichkeiten - von intergrierter Hochgeschwindigkeitslogik über dto. diskret, von GAL's bis hin zum DSP)
Die Zenerdioden haben eine Durchbruchspannung von 18V, darunter passiert außer winzigen Spikes a.gr. C,AnodeKathode nichts,
ergo gehen diese 18V am Transistor verlustmäßig abhanden (sämtliche Transistoren außer den V-Mosfet liegen um oder deutlich unter 100mW und könnten damit theoretisch ohne irgendwelche Leiterplattenkühlflächen auskommen)
Meine .asy-dateien sind nicht kompatibel, es bleibt also nur ignorieren oder nachbauen
(wer sich dafür interessiert, wird sich darüber klar werden, daß das Herzstück dieser Schaltung ein schneller Timer aus zwei miteinander verknüpften MMV's sein muß, meine Idee dazu ist noch nicht ganz ausgereift, es gibt ja auch viele Möglichkeiten - von intergrierter Hochgeschwindigkeitslogik über dto. diskret, von GAL's bis hin zum DSP)
16.10.2005, 03:49 PM
Scheiß auf die Asys. Ich hab nur keine Lust, mir unnötig Arbeit zu machen. Hab mit der Rettung des ganzen Forums im Moment genug zu tun.
16.10.2005, 09:53 PM
@Gast(Kim?)
Danke nochmal für die konstruktive Kritik und Erklärungen.
Die Schaltungstopologie habe ich aus mehreren Anderen letzlich ausgewählt weil sie die meisten der Anforderungen (Delay,Steigzeiten,Stromtiming von High-site zu Low-site,Impulstreue,Ausgangsoffset usw.)mit vertretbaren Aufwand erfüllt.
Vor allem die nicht notwendige zusätzliche Totzeitgenerierung war mir wichtig.
Die Verlustleistung ist eng auf Kante genäht.85% sind mit dieser Topologie sicher nicht zu erreichen .Da hast Du völlig recht wie überhaupt mit allem Anderen auch.Ob Die Treiber und End-T´s sofort abrauchen kann ich im Moment noch nicht sicher sagen.Bisher meine ich nein.Aber der Efficiency Report hat mich mit seinen Angaben (für mich noch unglaubwürdigen) verunsichert.Ich muß das zu Fuß durchgehen.
Der eigentliche Wirkugsgrad ist für mich nicht so entscheidend.Ich habe auch Class-A Amps oder Tubeamps viele Jahre gern gehört.Aber es soll nach dem Einschalten nicht sofort explodieren.Später natürlich auch nicht.
Ich hab keine andere Lösung gefunden bei der sich der Bauteilaufwand in Grenzen hält.Außerdem wollte ich die SMD-Zetexe.Die enge Sandwichkonstruktion verringert
mit dem richtigen Layout die parasitären Effekte in der Endstufe (Signalverformung,Klirr).
Aber Du scheinst eine Lösung zu kennen!
Ich würde mich freuen wenn Du mir etwas darüber erzählst.
Ich such derweil nach Lösungen.
Mike
Danke nochmal für die konstruktive Kritik und Erklärungen.
Zitat:- der Eingang verbraucht massiv Strom, an den Pegelwandler-Strombegrenz-Widerständen werden bereits 12Watt im Leerlauf umgesetzt, was den Wirkungsgrad beträchtlich schmälertDie Aufgabe ist mit dem zweiten Entwurf erledigt.
Zitat:das m.E. gravierendste und de fakto kaum lösbare Problem:
- die zweite und dritte Stufe erzeugt bereits im Leerlauf einen Spannungsabfall von 1.5V an den Endstufen
bzw. über der highside pro Transistor eine P,tot von 1.6Watt - 2Watt bei 20°(!) halten sie max. aus;
bei der Aussteuerung wird der Spannungsabfall an ihnen zunehmen (z.B. 2.5V), multipliziert mit einem gewissen Effektivstrom (z.B. 2 oder 3A) wird die Transistoren mit Sicherheit zerstören
Die Schaltungstopologie habe ich aus mehreren Anderen letzlich ausgewählt weil sie die meisten der Anforderungen (Delay,Steigzeiten,Stromtiming von High-site zu Low-site,Impulstreue,Ausgangsoffset usw.)mit vertretbaren Aufwand erfüllt.
Vor allem die nicht notwendige zusätzliche Totzeitgenerierung war mir wichtig.
Die Verlustleistung ist eng auf Kante genäht.85% sind mit dieser Topologie sicher nicht zu erreichen .Da hast Du völlig recht wie überhaupt mit allem Anderen auch.Ob Die Treiber und End-T´s sofort abrauchen kann ich im Moment noch nicht sicher sagen.Bisher meine ich nein.Aber der Efficiency Report hat mich mit seinen Angaben (für mich noch unglaubwürdigen) verunsichert.Ich muß das zu Fuß durchgehen.
Der eigentliche Wirkugsgrad ist für mich nicht so entscheidend.Ich habe auch Class-A Amps oder Tubeamps viele Jahre gern gehört.Aber es soll nach dem Einschalten nicht sofort explodieren.Später natürlich auch nicht.
Zitat:Auf Kante genäht schon, ich würde einfach nicht zielführend dazu sagen, da es eben ein bestimmtes Problem gibt.
Ich hab keine andere Lösung gefunden bei der sich der Bauteilaufwand in Grenzen hält.Außerdem wollte ich die SMD-Zetexe.Die enge Sandwichkonstruktion verringert
mit dem richtigen Layout die parasitären Effekte in der Endstufe (Signalverformung,Klirr).
Aber Du scheinst eine Lösung zu kennen!
Zitat:dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt.
Ich würde mich freuen wenn Du mir etwas darüber erzählst.
Ich such derweil nach Lösungen.
Mike
17.10.2005, 11:22 AM
So Kinners. Was geht hier ab?
Ich kann sixtas Schaltung immer noch nicht erfolgreich simulieren, ohne auf 180 Watt Verluste zu kommen.
Und Andreas Schaltung kann ich auch nicht nachvollziehen, weil er uns (wieder) die "asc" nicht gibt.
Ist das ne Arbeitsbeschaffungsmaßnahme, Andreas? Oder einfach nur böse Absicht?
Ich kann sixtas Schaltung immer noch nicht erfolgreich simulieren, ohne auf 180 Watt Verluste zu kommen.
Und Andreas Schaltung kann ich auch nicht nachvollziehen, weil er uns (wieder) die "asc" nicht gibt.
Ist das ne Arbeitsbeschaffungsmaßnahme, Andreas? Oder einfach nur böse Absicht?
17.10.2005, 11:45 AM
@Sixtas
Interessanter Ansatz, wie Du mit Andreas umgehst. Aber Freundlichkeit bringt m.E. bei dem nichts. Der brauchte ne starke Hand. ;Br
Hups... wenn ich die Infos richtig einschätze, wohnt Andilein nicht mal 100km von hier entfernt. Er könnte mal kurz rübertigern, mir eins aufs Maul geben und wieder abdampfen.
Vielleicht sollte ichs (sicherheitshalber) auch mal mit Freundlichkeit versuchen?
Ne! Nicht ums Verrecken...
Interessanter Ansatz, wie Du mit Andreas umgehst. Aber Freundlichkeit bringt m.E. bei dem nichts. Der brauchte ne starke Hand. ;Br
Hups... wenn ich die Infos richtig einschätze, wohnt Andilein nicht mal 100km von hier entfernt. Er könnte mal kurz rübertigern, mir eins aufs Maul geben und wieder abdampfen.
Vielleicht sollte ichs (sicherheitshalber) auch mal mit Freundlichkeit versuchen?
Ne! Nicht ums Verrecken...
17.10.2005, 07:25 PM
@ Sixtas
"Anders sieht es aus, wenn die Ansteuerung eben kurz vor der Sättigung halt macht, und den Transistor in einem schmalen Grad zwischen gerade nicht verlangsamender Übersteuerung und gerade tolerierbarer minimaler Ansteuerung hält, bereits mit einem Darlington ist das nicht mehr optimal zu lösen ... bipolare Transistoren in Form von IGBT's schalten nach wie vor mit geringsten Verlusten, dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt."
In beiden Fällen - die rein bipolare Variante und IGBT - handelt es sich bzgl. fetter Hervorhebung um eine (gemeinhin sog.) "Compoundverschaltung", also zwei zu V=1 verschaltete Emitterschaltungen bzw. ein Treibermosfet in Sourceschaltung + End-BJT in Emitterschaltung. Weiterer Vorteil neben der genannten Eigenschaften: nur zwei Hauptbetriebsspannungen sind erforderlich, zwei zusätzliche Treiber-Hilfsspannungen sind nicht nötig bzw. nicht zielführend und kämen für mich auch nicht in Frage.
Wichtigste Erkenntnis für diese und alle anderen Schaltungen:
Ohne präzises Timing, welches nicht auf die diversen on-, off- und storage-Zeiten der Ventile Rücksicht nimmt, läuft bei 1MHz rein überhaupt nichts. 85% Wirkungsgrad bei 250W P,aus bedeutet: exaktes Timing, um P,tot des Transistors der jeweils aktiven Seite unter 15W/der inaktiven Seite auf ~1W zu drücken - wie gezeigt.
Dazu gehören aber mindestens 8...10 Stück der 2W-BJT-Schalter pro Seite, solange jedoch der Bedarf an Multi-Emitter BJT's mit 150V/10A/40W/200Beta/200MHz/25ns weder geweckt noch gedeckt ist, sehe ich in der Multi-Bestückung vieler einzelnen BJT-Schalttransistoren keinen Sinn, "Verrückte" sollten sich von dieser Lösung jedoch nicht beeindrucken lassen (wenn ich noch mal vor einem Diplomthema stünde, könnte ich mir eine Facharbeit über die Herstellung eines komplementären "1000-Transistoren-Transistors" vorstellen, 1000 parallele Transen à 150V/100mA/100mW/200ß/20ns in dielektrischer Isolationstechnik auf einem Chip wäre ein reizvolles Thema).
Sollte der Gedanken an eine präzise, superschnelle Timerschaltung (wenigstens) bei dir Fuß fassen,
könnte man über entsprechende Schaltungen diskutieren, die komplette diskrete Endstufe sehe ich in der oben vorgestellten "85%-Variante" als realisiert an
Zitat:Aber Du scheinst eine Lösung zu kennen!Vollständig zitiert heißt das:
Zitat:dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt.
"Anders sieht es aus, wenn die Ansteuerung eben kurz vor der Sättigung halt macht, und den Transistor in einem schmalen Grad zwischen gerade nicht verlangsamender Übersteuerung und gerade tolerierbarer minimaler Ansteuerung hält, bereits mit einem Darlington ist das nicht mehr optimal zu lösen ... bipolare Transistoren in Form von IGBT's schalten nach wie vor mit geringsten Verlusten, dazu gehört allerdings eine Schaltungsart, die den BJT-Ausgangstransistor in der oben erwähnten Region betreibt."
In beiden Fällen - die rein bipolare Variante und IGBT - handelt es sich bzgl. fetter Hervorhebung um eine (gemeinhin sog.) "Compoundverschaltung", also zwei zu V=1 verschaltete Emitterschaltungen bzw. ein Treibermosfet in Sourceschaltung + End-BJT in Emitterschaltung. Weiterer Vorteil neben der genannten Eigenschaften: nur zwei Hauptbetriebsspannungen sind erforderlich, zwei zusätzliche Treiber-Hilfsspannungen sind nicht nötig bzw. nicht zielführend und kämen für mich auch nicht in Frage.
Wichtigste Erkenntnis für diese und alle anderen Schaltungen:
Ohne präzises Timing, welches nicht auf die diversen on-, off- und storage-Zeiten der Ventile Rücksicht nimmt, läuft bei 1MHz rein überhaupt nichts. 85% Wirkungsgrad bei 250W P,aus bedeutet: exaktes Timing, um P,tot des Transistors der jeweils aktiven Seite unter 15W/der inaktiven Seite auf ~1W zu drücken - wie gezeigt.
Dazu gehören aber mindestens 8...10 Stück der 2W-BJT-Schalter pro Seite, solange jedoch der Bedarf an Multi-Emitter BJT's mit 150V/10A/40W/200Beta/200MHz/25ns weder geweckt noch gedeckt ist, sehe ich in der Multi-Bestückung vieler einzelnen BJT-Schalttransistoren keinen Sinn, "Verrückte" sollten sich von dieser Lösung jedoch nicht beeindrucken lassen (wenn ich noch mal vor einem Diplomthema stünde, könnte ich mir eine Facharbeit über die Herstellung eines komplementären "1000-Transistoren-Transistors" vorstellen, 1000 parallele Transen à 150V/100mA/100mW/200ß/20ns in dielektrischer Isolationstechnik auf einem Chip wäre ein reizvolles Thema).
Sollte der Gedanken an eine präzise, superschnelle Timerschaltung (wenigstens) bei dir Fuß fassen,
könnte man über entsprechende Schaltungen diskutieren, die komplette diskrete Endstufe sehe ich in der oben vorgestellten "85%-Variante" als realisiert an