[voltwide]

(09.07.2017, 11:05 PM)christianw. schrieb: Warum sollten sie nicht, du hast du doch zwei Kandidaten zum testen da. Dabei kommt es ja nicht auf möglichst niedrigen THD an.

Soweit ich beobachten kann, schalten die TPA ab wenn die Spannung zusammenbricht und sie deshalb hart ins Clipping gehen.

Damit wären wir bei der Frage, wie ein geeignetes, d.h. praxisgerechtes, Ansteuersignal aussehen sollte.
Sinus-Dauerton ist ja heutzutage nicht mehr angesagt, was ich auch garnicht so verkehrt finde.

[E_Tobi]

(06.07.2017, 10:58 AM)voltwide schrieb: Es gibt da das Problem des LLC-Wandlers der Spannungsüberhöhung im Leerlauf.

Hm, sind die Mosfets im Plan aktuell? Der IPA045N10N3 als Gleichrichter?

Möglicherweise kannst auf den IPA083N10N5 umsteigen, sobald der gescheit verfügbar ist...dürfte die Verluste senken (um wahnsinnige ~50mW   ) (Ed.: Stopp, sindja 9A, hatte mit 5A gerechnet. Dann steigen die Verluste wohl doch um ~80mW) und das Stromabriss-Klingelproblem mindern, wegen der "besseren Bodydiode" / kleineren Fläche.

[christianw.]

Wie genau ist der IPA083N10N5 besser als der IPA045N10N3, ich kann es auf den ersten Blick nicht erkennen.

RDS_on ist höher
RthJC ist schlechter
Avalanche energy max ist wesentlich kleiner

---

Einzig und allein die Diode?

[voltwide]

Die SyncMOSFETs sind inzwischen IPP048N12N3. Was mich vor allem wundert ist dass das kleine Sync-Ansteuermodul ziemlich warm wird (60..70C).

---

[E_Tobi]

Dann wirds sogar noch ein bissl mehr besser. Treiberleistung sinkt natürlich auch.

Christian, der vorgeschlagene ist ein OptiMos gen. 5, die gegenüber Gen.3 deutlich weniger On-Widerstand pro Fläche haben.
Wenn du zwei Rdson-Äquivalente aus den verschiedenen Serien nimmst, und die ganzen (direkt mit der Chipfläche assoziierten) Ladungsmengen und Kapazitäten ansiehst, siehst den Vorteil der Technologie direkt. Und die Ladungen sinds, die, auch beim Soft-Switching, Schaltverluste in den FET bringen.

[voltwide]

...Stromabriss-Klingelproblem mindern, wegen der "besseren Bodydiode"

haste vlt mal nen link dazu?

[E_Tobi]

Welcher Link?

Der Abriss vom Recovery-Strom im einen Leg verursacht eine Spannungsüberhöhung, die mit gleichgerichtet wird, auf der anderen Seite. Wie ein Boost mit zweigeteilter Wicklung.

Das, plus die Kapazitäten in den Schaltern.

Oder nicht?

[voltwide]

(10.07.2017, 11:34 PM)E_Tobi schrieb: Welcher Link?

Der Abriss vom Recovery-Strom im einen Leg verursacht eine Spannungsüberhöhung, die mit gleichgerichtet wird, auf der anderen Seite. Wie ein Boost mit zweigeteilter Wicklung.

Das, plus die Kapazitäten in den Schaltern.

Oder nicht?

Das könnte eine Erklärung sein. Wobei ich mich frage, ob man diesen Effekt durch möglichst rasches Einschalten des SyncMOS unterbinden kann. Hast Du zu diesem Thema irgendwas Weiterführendes?

[E_Tobi]

Leider ned, an der Stelle hänge ich schon länger.

Wie die Dioden recovern ist schon angegeben, aber nur unter definierten Bedingungen. Wie sich das mit weniger "Rückwärts-Spannung" verhält und weniger Strom, nahe Null zum Beispiel, wie in dem Betriebsfall als Synchrongleichrichter, hab ich bisher nicht rausfinden können. Die Mittel das zu messen, was da nach dem abschalten noch passiert, und was zur Kapazität gehört, und was zur Diode, hab ich leider nicht. Kann also auch sein dass ich auf dem Holzweg bin.

[voltwide]

(11.07.2017, 12:25 AM)E_Tobi schrieb: Leider ned, an der Stelle hänge ich schon länger.

Wie die Dioden recovern ist schon angegeben, aber nur unter definierten Bedingungen. Wie sich das mit weniger "Rückwärts-Spannung" verhält und weniger Strom, nahe Null zum Beispiel, wie in dem Betriebsfall als Synchrongleichrichter, hab ich bisher nicht rausfinden können. Die Mittel das zu messen, was da nach dem abschalten noch passiert, und was zur Kapazität gehört, und was zur Diode, hab ich leider nicht. Kann also auch sein dass ich auf dem Holzweg bin.

Sieht danach aus dass wir in diesem Punkt auf einem ähnlichen (Un-)wissensstand hängen.

[voltwide]

So, nun konnte ich schon mal den SRK2001 in Betrieb nehmen.
Erster Eindruck, im Leerlauf und bei kleiner Leistung:
Ab Null Last ist ein sauberer gate-Impuls da, und das hat zur Folge das es keine Leerlaufspannungsüberhöhung mehr gibt:
Ich messe max 54,5V, wo vorher Werte zwischen 60 und 65V zu beobachten waren.
Der SyncRectController bleibt jetzt kalt, Ursache waren vmtl meine 10kOhm Vorwiderstände, die schon allein ca 1W verheizt hatten.
Das gefällt mir schon mal sehr gut.

Von dem bisherigen OPA-Konzept werde ich mich wohl ohne weitere Schmerzen verabschieden, denn:

-Eigenverluste sind eher unakzeptabel, um die Effizienz zu steigern, müßte man die 10KOhm-Vorwiderstände durch 200V-Kleinsignal-MOSFETs ersetzen. Bis dahin also insgesamt 6 Stück SOT-23-Transistoren um den Dual-OPA herum.
-Es ist keine einfache Lösung in Sicht, im Leerlauf den gate-Impuls zu "stretchen".
-Ein Dual-OPA mit den Eckdaten Betriebsspannung=>12V, Eingangsspannung bis 0V, SLR=100V/usec und ft>50MHz ist nicht gerade im aktuellen mainstream vertreten, von daher kaum billiger als ein SyncRect-Ansteuerbaustein.

Dies könnte der Beginn einer längeren Freundschaft sein...

[E_Tobi]

Wenn die Last gering genug ist, hört er in jedem Fall auf zu schalten.

Da gibt`'s einen schmalen Grat der im geregelten Betrieb in ungünstigen Fällen "Probleme" macht und zu leichten Oszillationen führen kann, den Übergang zwischen genug Strom, und zu wenig Strom.
Wegen der Bodydioden-Flusspannung die dazu kommt sobald er nimmer schaltet ist da eine Hysterese drinnen, sobald er wieder anfängt zu schalten steigt der Strom plötzlich sprunghaft an.

[voltwide]

(14.07.2017, 10:01 PM)E_Tobi schrieb: Wenn die Last gering genug ist, hört er in jedem Fall auf zu schalten.

Da gibt`'s einen schmalen Grat der im geregelten Betrieb in ungünstigen Fällen "Probleme" macht und zu leichten Oszillationen führen kann, den Übergang zwischen genug Strom, und zu wenig Strom.
Wegen der Bodydioden-Flusspannung die dazu kommt sobald er nimmer schaltet ist da eine Hysterese drinnen, sobald er wieder anfängt zu schalten steigt der Strom plötzlich sprunghaft an.

Ja, das habe ich inzwischen auch festgestellt. Dieses Phänomen trat bei mir allerdings erst auf, nachdem ich die 230V/100W Angstlaterne gebrückt hatte.
Der Einschaltpunkt liegt hier derzeit bei wenigen Watt, dürfte also bei realen Anwendungen wie Speisung passender Class-D-Verstärkerker kaum negativ ins Gewicht fallen.
In jedem Falle werde ich auch mit dem IR11688 testen, die zugehörigen proto-pcbs haben gerade die Produktion in China
verlassen. Sowie ich das verstehe, machen die immer zumindenst die minimal eingestellte Pulsbreite.

[E_Tobi]

Steigt die Spannung wieder weiter an, wenn er aufhört zu schalten?
Burstmode willst du vermeiden, wegen der entstehenden Frequenzanteile im Hörbereich, vermute ich, oder?
Edit:abgesehen von den Zusatzbauteilen)

[voltwide]

Ja
Ja (Ich hasse Burst-Mode)

[voltwide]

Letztendlich sind nun die PCBs für den IR11688 eingetroffen.
Die Tests sind eher enttäuschend - im Leerlauf gar keine gate-Signale,
bei mäßiger Last nur auf einer Seite - je nachdem welchen der beiden Prototypen ich bestücke.
Den nachfolgenden Satz im DB hatte ich leider übersehen:

"MOT Protection Mode
If secondary current conduction time in either rectifier circuit branch is shorter than the set MOT, the subsequent
gate driver output pulse is skipped. This function avoids reverse current from occurring when the system is
switching at very low duty-cycles under very light or zero load conditions."

Der kann also keineswegs dazu gebracht werden, unter Leichtlastbedingungen eine MindestEinschaltdauer zu gewährleisten.
Das Teil ist für meine Zwecke völlig ungeeignet, der SRK2001 arbeitet da wesentlich besser:
Ab einer relativ geringen Mindestlast liefert er saubere gate-Impulse.

[E_Tobi]

Dann lag ich ja doch nicht so falsch, mit meiner Interpreatation des Datenblattinhaltes auf der vorhergehenden Seite.

Schade, hätte auch ein interessantes IC sein können. Aber dass er in Zustände gelangen kann, die den einen Gleichrichter ansteuern, während der andere aus bleibt, gefällt mir gar nicht.

Apropos, hattest du mal beobachtet wie sich die Stromaufteilung in den beiden Zweigen bei M2-Trafos mit der sek.-Wickelgeometrie verändert?

[E_Tobi]

Hm, nur eine spontane Idee - aber eventuell lässt sich der SRK2001 zu einer min.Ontime zwingen.
Dank seiner differenziellen Eingänge kannst du ihm ja durch einfügen eines Vorwiderstandes zu den SVSx-Pins und einspeisen eines entsprechenden Stromes eine negative Differenzspannung vortäuschen. Da die SVSx-Eingänge bis 3V aushalten, sehe ich da funktionell erst mal kein Problem.

Dann kannst ihn vom gegenüberliegenden Leg aus einschalten...

[voltwide]

(05.09.2017, 10:48 AM)E_Tobi schrieb: Apropos, hattest du mal beobachtet wie sich die Stromaufteilung in den beiden Zweigen bei M2-Trafos mit der sek.-Wickelgeometrie verändert?

Was sind M2-trafos? Ich verwende z.Zt. 2-Kammer-Wickelkörper, sekundär bewickle ich bifilar für max Symmetrie.

[E_Tobi]

Naja, Trafos für M2-Gleichrichtung. Mit Mittelanzapfung.
(Ed:Ah, ok. Da du auf Symmetrie achtest scheinst du die Unterschiede auch gesehen zu haben.)