[voltwide]

100mR Stromshunts von der Isabellenhütte. Feine Ware!

[Rumgucker]

Da hätte ich zwei Federn eingesetzt...

[voltwide]

Erstes Herantasten mit Labornetzteil: 12V-Versorgung für die Ansteuerung, 5V an den Mittelabgriff der Ausgangsdrossel, 10R Widerstandslast, Sinusansteuerung
Das funktioniert soweit sauber, ohne Oszillationen.
Der -3dB Bassabfall wurde bei 50Hz gemessen, das paßt zur Induktivität von 21mH (gemessen bei einer wesentlich höheren Frequenz!)

[voltwide]

So, der Rohbau steht: Die beschriebene Endstufe und ein Vorstufenmodul aus dem trAmp-Projekt. Die Zahl der Drehknöpfe reduziert sich damit auf
gain-, treble- und mastervol-Poti. Also kein Knopf zuviel.
Später kommt dann noch der HallRegler hinzu.
Die ersten Töne sind auch schon rausgekommen - bin soweit erstmal zufrieden!

[voltwide]

Inzwischen habe ich einige Messungen gemacht. Es kann hierbei zu Oszillationen kommen von mehreren 100kHz, die meist erst bei höheren Aussteuerungen zu Tage treten. Mit dem TLC272 trat dieses Problem nicht auf. Da dieser CMOS-OPV aber ausgesprochen latchup-empfindlich ist, wollte ich ihn schon immer durch bipolare OPVs ersetzten. Deshalb werkeln hier jetzt durchgehend LM833.
Zur Beruhigung dienen die 0u47 Ausgangskondensatoren, die gate Längswiderstände und die neu hinzugekommenen Millerkondensatoren (220pF drain-gate).
Damit ist nun Ruhe eingekehrt über den gesamten Aussteuerbereich.
Hier nun der aktuelle Schaltplan:



Bei 12 Betriebsspannung und 2,2Vpp Ansteuerung geht die Endstufe gerade ins clipping.

[voltwide]

Im fertigen Aufbau wird die Endstufe von den symmetrischen Ausgängen des PreAmp angesteuert, wobei dieser selbst einen soft-clipper enthält.
Mit dem 470R Verstärkungssteller wird dann so eingepegelt, dass bei voll übersteuertem soft-clipping die Endsufe selbst noch nicht übersteuert.

[voltwide]

Naturgemäß fällt bei solch einer Altbausananierung so einiger Bauschutt an,
der nun recycelt werden kann:

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
Hier nun der aktuelle Schaltplan:

Viel erkennen kann man so nicht, aber geht schon.

Angesichts Deiner 220pF- und der 0,47uF-Beruhigungskondensatoren halte ich den Abgriff der GK-Spannung an den Source-Widerständen für schlecht, denn dadurch wird ein Tiefpass in die Gegenkopplung eingefügt - eigentlich ein Garant für Schwingungen. Besser wäre IMHO der übliche Abgriff an den Drains.

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vBias sinkt mit steigender Temperatur (rund -10mV/K) und soll den MOSFET-Temperaturgang ausgleichen, so dass in den lediglich 100mOhm Sourcewiderständen eine temperaturkonstante Spannung abfällt. Beim BUZ11 ist der Temperaturgang jedoch -5mV/K (Siemens DB), so dass Du den Drainstrom bei steigenden Temperaturen sogar verminderst. Das sieht woweit gut aus.Die Frage ist nur, ob man Q3 thermisch eng genug mit beiden MOSFETs koppeln kann (die sich ja auch noch unterschiedlich erwärmen können).

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Dein virtuelle Masse ist nicht temperaturstabil. Der Temperaturgang von Q2 (rund 2mV/K) wird von R24 und R23 auf 20mV/K verstärkt. Das schadet der Schaltung aber nicht. Man sollte die Zenerdiode D1 und den kritischen Q2 trotzdem an kühlen Stellen betreiben.

[voltwide]

Die Temperaturkompensation der MOSFETs ist zugegebenermassen ein Schwachpunkt. Ich stelle den Ruhestrom hinreichend niedrig ein (ca 2x50mA), dann läuft der Arbeitspunkt nicht weg. Das war von Anfang an so bekannt und hat in der Praxis nie Probleme bereitet.

Die Gegenkopplung werde ich nicht auf die drains legen, da ich Stromsteuerung haben will. Die gewählte Frequenzkompensation senkt die Transitfrequenz der Ausgangsstufe unter 1MHz. In Verbindung mit den deutlich schnelleren OPVs ist das dann der dominante Pol in der Gk.

[voltwide]

Zur besseren Lesbarkeit hier die Endstufenschaltung im PDF-format:
https://stromrichter.org/d-amp/content/i...npasch.pdf

[Rumgucker]

https://stromrichter.org/d-amp/content/i...npasch.pdf

Ja... jetzt kann man was erkennen.

[*] Soll Q4/D1 ein Überspannungsschutz sein?


[*] U4 sieht zwar symmetrisch aus, ist es aber nicht. C6 arbeitet auf einen Senkenwiderstand von 4.7kOhm. C5 dagegen auf 2 mal 4.7k, also 9.4k. Man sollte R21 und R19 halbieren.


[*] Bei U1 dagegen sollte das nicht stören.


[*] Mir gefallen die "Beruhigungskondensatoren" C3/C4 nicht. 21mH und 235nF gibt 2.2kHz Parallelresonanz. Wirkt sich diese Beule nicht komisch auf den Klang aus? Oder sogar Schwingungen? Ich hätte vor den 1k-Gatewiderständen je einen RC-Bypass auf die zugehörigen U1-Eingänge gelegt und gut ist. C3/C4/C11 und C12 dafür ganz weg.

[voltwide]

Q4/D1 sind in der Tat zum einen ein Überspannungsschutz für die OPVs, denn die Betriebsspannung erreicht ca +25V im Netzbetrieb.
Ausserdem soll damit die Stabilität der bias-Vorspannung bei unterschiedlicher Betriebsspannung verbessert werden.

[voltwide]

U4 wird von dem symmetrischen Ausgang des Verstärkers angetrieben, Innenwiderstand ist jeweils 2k2. Das sollte symmetrisch arbeitetn.

[voltwide]

Die Resonanz von 22mH/235nF entspricht Wurzel(L/C) = 300 Ohm
Sie ist also durch den parallell geschalteten LS überkritisch gedämpft und von daher nur von theoretischer Natur.

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
U4 wird von dem symmetrischen Ausgang des Verstärkers angetrieben, Innenwiderstand ist jeweils 2k2. Das sollte symmetrisch arbeitetn.

Nein, Volti. Das ist ein (weit verbreiteter) Irrtum.

Der 4.7k-Widerstand vor dem invertierenen Eingang sieht an einem Pol die NF und am anderen Nullpotential.

Der 4.7k-Widerstand vor dem ni-Eingang sieht einen weiteren 4.7k-Widerstand in Reihe, der dann auf Nullpotential führt.

Wenn der Quellwiderstand des Steueramps davor stolze 2.2k beträgt, so ist der Gleichtaktfehler signifikant.

[voltwide]

Zitat:Original geschrieben von Rumgucker

Ich hätte vor den 1k-Gatewiderständen je einen RC-Bypass auf die zugehörigen U1-Eingänge gelegt und gut ist. C3/C4/C11 und C12 dafür ganz weg.

Wie ich schon schrieb, steigt die Schwingneigung mit der Aussteuerung.
Bei Class-B nichts Ungewöhnliches, die MOSFETs werden in Bereiche höherer Steilheit getrieben.

Gate-Widerstand und Millerkondensator haben den Vorteil, die Eckfrequenz auf einen festen Grenzwert festzunagln, egal, wie weit die Vorwärtssteilheit zunimmt. Das ist mit einem vorgeschalteten TP nicht gegeben.

[voltwide]

Im Schrott habe ich heute einen Kunststoffstreifen von exakt passender Breite für meine arg zerlöcherte Frontwand entdeckt.


Das Klavielack-finish schmückt ungemein

[voltwide]

Zitat:Original geschrieben von Rumgucker

Zitat:Original geschrieben von voltwide
U4 wird von dem symmetrischen Ausgang des Verstärkers angetrieben, Innenwiderstand ist jeweils 2k2. Das sollte symmetrisch arbeitetn.

Nein, Volti. Das ist ein (weit verbreiteter) Irrtum.

Der 4.7k-Widerstand vor dem invertierenen Eingang sieht an einem Pol die NF und am anderen Nullpotential.

Der 4.7k-Widerstand vor dem ni-Eingang sieht einen weiteren 4.7k-Widerstand in Reihe, der dann auf Nullpotential führt.

Wenn der Quellwiderstand des Steueramps davor stolze 2.2k beträgt, so ist der Gleichtaktfehler signifikant.

Im Schaltplan finden sich als Kommentar die statisch gemessenen Pegel an sämtlichen OPV-Ausgängen. Danach gibt es keine nennenswerten Gleichtaktfehler.
Hinsichtlich der AC-Eingangsimpedanzen hast Du allerdings recht.

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
Im Schaltplan finden sich als Kommentar die statisch gemessenen Pegel an sämtlichen OPV-Ausgängen. Danach gibt es keine nennenswerten Gleichtaktfehler.

Oben siehst Du Deine Schaltung. Die sieht symmetrisch aus. Ist sie aber - bezüglich der Eingangsimpedanzen - nicht!

Um das zu beweisen, hab ich zwei Eingangsspannungsquellen im Gegentakt betrieben und deren Ströme gezeigt.

Beide Eingänge haben unterschiedliche Impedanzen was schlecht für Gleichtaktfehler (Brummen, Störungen usw) ist.

Nicht umsonst hat man den Instrumentenverstärker erfunden.

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Unten hab ich einen korrekten Impedanzabgleich vorgenommen.

[Rumgucker]

Zitat:Original geschrieben von voltwide
Hinsichtlich der AC-Eingangsimpedanzen hast Du allerdings recht.

Ok. Diese Nacheditierung hatte sich mit meiner Simulation überschnitten.