Die Vollbrückenschaltung eines D-Amps hat einige gewichtige Vorteile. Nachteilig ist ihr erhöhter Aufwand.
Als besonders schwierig hat sich die Verrechnung der beiden Ausgangssignale gezeigt. Üblicherweise werden dazu Subtrahierer verwendet, die bei Tonfrequenzen auch mit hoher Qualität realisiert werden können.
Ganz anders sieht es jedoch beispielsweise beim SODFA aus! Dort ist die Subtraktion auf HF-Seite notwendig. Es muß also ein Subtrahierer verwendet werden, der bei 500kHz exakte Ergebnisse erbringt.
Zwar gibt es (Video)-OPs mit irrwitzigen Slewrates und irrwitzigen Bandbreiten. Aber ich mußte feststellen, daß diese Video-Verstärker auch über irrwitziges Rauschen und irrwitzig geringe Verstärkungen verfügen. Das Problem wird noch verschärft, weil man derartige Verstärker nur mit Spannungsteilern an die HF-Ausgänge ankoppeln kann.
"1000V/us"-OPs heißen halt nicht ohne Grund "Video-Verstärker"! Das Auge nimmt -90dB nicht wahr. Das Ohr schon.
Insofern war es (beim SODFA-Modulator) notwendig, den Subtrahierer zu vermeiden.
Dazu werden beide HF-Ausgangsspannungen mit einem 1:1-Spannungsteiler auf eine virtuelle "Modulator-Masse" geführt. Falls dieser Masse Strom entnommen werden muß, so empfiehlt sich ein Impedanzwandler.
Relativ zu dieser Masse wird EINE Ausgangsspannung auf den SODFA-Modulator zurückgeführt.
Die "virtuelle Masse" darf nicht mit Powerströmen belastet werden. Daher empfiehlt sich eine kreuzweise Verschaltung der HF-Blockkondensatoren zwischen den Powerpins der beiden Halbbrücken. Als Versporgungsspannung dient EINE Spannung ohne Mittelpunkt.
Bei Stereo-Systemen dürfen die beiden virtuellen Massen beider Kanäle nicht verbunden werden! Insofern muß eingangsseitig mit symmetrischen NF-Signalen gearbeitet werden.
Der Gesamtaufwand bleibt also annähernd gleich. Allerdings ist es mit dieser Technologie gelungen, den HF-Subtrahierer durch einen eingangsseitigen NF-Subtrahierer zu ersetzen.
Diese Theorie muß noch abgesichert werden. Aber sie ist durch diese Veröffentlichung für irgendwleche Patentierungen gesperrt.
Zuerst hatte ich diesen Thread irrtümlich in der Theorie alternativer D-Amps abgelegt. Aber ich hab ihn hierher hingeschoben, weil er ja wirklich eine speziell für die SODFA-Vollbrücke angepaßte Idee beschreibt.
Im Gegensatz dazu können Vollbrücke-D-Amps mit postfilter-feedback sehr wohl mit konventionellen (NF)-Subtrahierern bestückt werden. Sogar vorteilhaft, weil man so um den eingangsseitigen Differenzverstärker drumrum kommt.
Kurzum: die virtuelle Masse ist SODFA-spezifisch.
Die Schaltstufen-Ausgangsspannung wird vom SODFA nicht nur verwendet um die Komparatorschwellen zu bestimmen, sondern vor allem, und das ist die wichtige (qualitätsentscheidendere) Funktion, bildet aus ihr der Integrator seine Ausgangsspannung die zum Umschalten führt, das Flächenintegral dieser Spannung nämlich. Deshalb ist diese Schaltungsvariante NICHT Sodfaspezifisch, sie trifft mindestens auch auf den Hysteresewandler zu.
Stimmt! Dieser Schaltungstrick paßt zu allen Vollbrückenschaltungen mit pre-filter-feedback.
Ich geh mal nicht weiter auf Deine Fragen ein, weil mir brennt im Moment ein anderes Problem unter den Nägeln.
Stell Dir mal vor, daß der 2.Ausgang immer etwas verzögert nach Minus springt und etwas voreilend nach Plus. Dieses Verhalten ist absolut nicht unwahrscheinlich.
Bei nur 20ns ergibt sich daraus eine Offset-Spannung von 1V (bei Ub= +/-50V).
Gegen derartige Offset-Spannungen kann weder der Subtrahierer noch die Ersatzschaltung was unternehmen.
Ohohohoh.....!!!
Wenn das so ist, dann haben wir ein dickes Problem mit der Vollbrücke.
Der (integrierte) Mittelwert beider Ausgangsspannungen ist ein Maß für diese Offsetspannung.
Diese Spannung müßte auf nur eine Ausgangsstufe einwirken. Das kann sie nur, wenn wir einen 2.Komparator einführen.
Hmmmm....
Mein eingeworfenes Problem ist gelöst. Irgendwie ging ich irrigerweise vom Gleichlauf der Ausgangsspannungen aus. Aber da die Ausgangsspannungen gegenläufig sind, kann auch eine Modulator-Regelschaltung (z.B. "SODFA") die Brückenspannung auch dann erfolgreich und vollständig kompensieren, wenn sie sich zeitlich abweichend verhalten. Es ist ja gerade nicht gefordert, daß die Mittenspannungen genau zwischen Plus und Minus liegen.
Also wieder zurück zum Ersatz des Subtrahierers!
In der TDA-Schaltung würde ich die spikereduzierten Spannungen zwischen den 220pF-Kondensatoren abgreifen.
Zuerst mal das, was wir wissen:
ich nenne die beiden Digital-Ausgangsspannungen "Ua" und "Ub". Wir wissen, daß diese beiden Spannungen (so ungefähr) um 180 Grad phasenversetzt sind. Kleine Fehler in der Phasenverschiebung vermindern die Speaker-Lautstärke.
Ebenso wird die Lautstärke durch die Innenwiderstände der Endstufen vermindert. Unterschiedliche Innenwiderstände der beiden Halbbrückenausgänge sind egal, weil alleine die Summe beider Widerstände für den Lautsprecher relevant sind.
Es gilt "Ub = -Ua * K", wobei "K" aus beiden vorigen Fehlern resultiert. Ich setze "K" zu "1", weil wir uns noch nie darum gekümmert haben. Also gilt "Ua = -Ub", weil beide Spannungen in Reihe am Speaker liegen.
Zusätzlich gibt es Offsetspannungs-Fehler der beiden Ausgänge. Diese entstehen bei unterschiedlichen Schaltzeiten für die positive und negative Flanke. Ich nenne die Offsetspannungen "Uoff_a" und "Uoff_b". Es gilt "Uoff_a = -Off_b", weil beide in Reihe am Speaker liegen.
Und es gibt Brummspannungen "Ubrumm_a" und "Ubrumm_b". Es gilt "Ubrumm_a = -Obrumm_b", weil beide in Reihe am Speaker liegen.
Gegen die verschiedenen Störquellen kann man Gegenkopplungen (wahlweise pre- und/oder post-filter) einsetzen.
Zuerst der konventionelle SODFA-Subtrahierer. Er berechnet:
"U_gegenkopplung = (Ua + Ubrumm_a + Uoff_a) - (Ub + Ubrumm_b + Uoff_b)".
Durch Einsetzung erhält man
"U_gegenkopplung = 2 * Ua + 2 * Ubrumm_a + 2 * Uoff_a".
Nun meine Ersatzschaltung. Ich bestimme mit zwei gleichen Widerständen die Mittenspannung zwischen "Ua" und "Ub". Es gilt
"U_gnd = (Ua + Ubrumm_a + Uoff_a + Ub + Ubrumm_b + Uoff_b) / 2".
Durch Einsetzung erhält man "U_gnd = 0". Diese Spannung bildet die virtuelle Masse.
Auf diese Masse beziehe ich eine Ausgangsspannung "Ua + Ubrumm_a + Uoff_a", die also die hälftige NF-, die hälftige Brumm- und die hälftige Offsetspannung beider Differenz-Kanäle beinhaltet. Damit kann auch diese Schaltung per SODFA alle drei Spannungen kompensieren.
Bedingung ist allerdings, daß man die steuernde NF relativ zu "U_gnd" einspeist, also mit einem eingangsseitigen Differenzverstärker, der allerdings nur für NF bemessen sein muß.
Jetzt zu meinen Fragen. Du schreibst, dass du die Mittelspannung zwischen den 2 Widerständen Integrierst. Eventuell Inpedanzwandlung mit einem langsamen OPV. Am Eingang einen Differenzverstärker, aber nur für NF.
Woher nimmst du das dynamische Bezugspotential für diese Integration???
Zwei Kapazitäten. Eine gegen Plus, eine gegen Minus.
Und wie groß ist die Integrationszeitkonstante bzw. Grenzfrequenz?
Deutlich unter 20Hz?
Über 100Hz (Brummspannung)?
Deutlich über 20kHz?
Die ganze Integration sollten wir der Trägheit des Impedanzwandlers überlassen. Der kann sein Ausgangssignal nicht in Nullzeit ändern. Auch die Impedanzwandler-Eingangskapazität wirkt ebenso günstig slew-rate-vermindernd. Es ist also günstig, zwei hochohmige Addierer-Widerstände zu verwenden. Diese Art der "Integration" kann uns prinzipiell kein Brummen und keine Fehler einschleifen.
Es wäre sinnvoll, wenn wir die beiden Addierer-Widerstände an die beiden Knotenpunkte der "10 Ohm, 2* 220pF"-Netzwerke der TDA-Ausgänge ankoppeln würden.
Nachtrag: an diesen Punkten sollten wir sowieso alle HF-Gegenkopplungen abnehmen... auch für den klassischen Subtrahierer.
Wie könnte man das nennen? "Potentialfreie Millerintegration"? Jedenfalls für uns ganz ideal!
SODFA (oder Hysteresewandler) ohne Aussteuerung (NF-Amplitude = 0):
Ein Brückenzweig wird exakt auf die NF-Spannung geregelt. Das Integral der Ausgangsspannung ist 0. Der andere Brückenzweig macht vermutlich das Gleiche. Wenn nicht, wird über Spannungsteiler ? Integrator die GND-Spannung verschoben und es passt wieder.
... Mit Aussteuerung (NF-Amplitude = +1, bezogen auf die Schaltstufe, die den Modulator steuert):
Jetzt lass die beiden oberen FETS etwas mehr RDS_ON haben. Ohne Aussteuerung ist das nicht aufgefallen, die Ströme waren noch gering (nur Umladung der Drosseln), du der dadurch vielleicht verschobene Offset wurde korrigiert.
Jetzt kommt der Laststrom hinzu. Der Modulator reagiert auf die geringere Amplitude seiner Schaltstufe mit längerer Einschaltzeit nach high, damit das Flächenintegral wieder stimmt. Die Low-Zeit, in der der Spulenstrom wieder sinkt, bleibt dagegen kurz. Der geregelte Halbbrückenzweig folgt damit exakt der Eingangsspannung.
Die zweite Halbbrücke schaltet derweil in der ersten Phase länger nach low, wo sie ohnehin mehr Spannung liefert, weil der RDS_ON niedriger ist. Der Spulenstrom wird dadurch größer. Dem folgt die kurze Schaltphase, wegen des höheren RDS_ON wird dabe weniger Spulenstrom abgebaut. Der Betrag der Ausgangsspannung der zweiten Schaltstufe ist damit höher als der der ersten.
... Mit Aussteuerung (NF-Amplitude = -1)
Erste Schaltstufe schaltet in der langen Phase mit wenig RDS_ON nach low, liefert viel Spannung, Zeit wird verkürzt. Zweite Schaltstufe liefert weniger Spannung nach high, Spulenstrom steigt nicht so hoch. Kurze Schaltphase: Geregelter Transistor mir mehr RDS_ON muss etwas länger schalten um den Strom abzubauen, Ungeregelter Transistor mit weniger RDS_ON reduziert den Spulenstrom stärker. Insgesamt (integriert) weniger Spulenstrom = weniger Ausgangsspannung.
Damit reagiert der Amp insgesamt also auf die Positive Halbwelle der NF-Spannung mit mehr Verstärkung als der eingestellten, auf die negative dagegen mit weniger. Nichtlineare Aussteuerkennlinie = Klirrfaktor.
Und unterschiedliche RDS_ON sind nur eine Möglichkeit, unterschiedliche Schaltzeiten wirken sich in gleicher Weise aus. Und das die zwischen oberen und unteren Schaltern unterschiedlich ist, ist naheliegend.
Ich habe vergessen zu erwähnen, dass ich inzwischen (durch deine Antworten auf meine Fragen) davon ausgegangen bin, dass die gemittelte Ausgangsspannung, also GND, nicht der HF, also der Schaltfrequenz folgt. Du kannst also in deine Berechnungen nicht einfach Ua und Ub einsetzen.
*schluck*
Damit könntest Du recht haben. Wenn mein Impedanzwandler auch 500kHz schaffen müsste, so hätten wir nichts gewonnen.
PHILIPS kommt in seiner Applikation ohne jegliche Rückkopplung aus. Sie steuern den TDA einfach nur mit PWM-Signal aus einem Controller an. Wir wissen natürlich nicht, wie das klingt. Es könnte aber besser ausfallen, als man zuerst annehmen möchte. Die beiden Brückenhälften könnten, weil ein IC, ziemlich gleich ausfallen. Und die Unterschiede zwischen oberen und unteren Schaltstufen könnten sich in der Vollbrücke gut kompensieren, weil eben nicht auf eine Brückenhälfte geregelt wird. Was eine Schaltstufe mehr macht, macht die andere gleichzeitig weniger, und für den Speaker ist die Welt wieder OK.
Edit:
Ein Indiz dafür, dass wir mit einseitiger Regelung auskommen und dabei die PHILIPS-Qualität (unbekannter Weise) verbessern oder auch nur erreichen könnten, ist es jedenfalls nicht.