[Benno]

Ich hatte Euch ja hier vor Einiger Zeit schon einmal mein Hybridkonzept vorgestellt. Alfsch hatte dazu hier einen wunderschönen Folger nach einer Idee von Hawksford geliefert - Stichwort "amplified diodes" mit extrem kleinem Kirr.
Ich habe dann in der letzten Zeit immer mal wieder verschiedene Ideen für Folger simuliert und bin dabei auf etwas Ungewöhnliches gestossen. Bei einem herkömmlichen Folger ist der Klirr beim Übergang von Klasse A nach B mit relativ großen Verzerrungen verbunden, oft sogar mehr als bei Vollast(~0.2...0.5%). Ich habe nun die Schltung etwas geändert (D1-4,D6+D7,R2,R12,R22) und habe gleichmäßig ansteigende und zugleich wesentlich geringere verzerrungen (0.0...) bei sonst gleichen Daten (Ruhestrom=115mA) in der Simulation erreicht.
Ich kann mir nun den Effekt des gleichmäßigen Anstiegs des Klirr nicht richtig erklären. Der geringere Klirr kommt sicherlich einerseits aus der höheren Verstärkung des neuen Folgers, da Q1+Q5 selbst nicht gegengekoppelt sind wie in Bild 2 via R17/R26. Andererseits durch den geringeren Potentialunterschied zwischen den Basis Anschlüssen von Q1 und Q5.
Kann man mit LTspice die Temperaturstabilität / -drift simulieren und wenn ja, wie ?

Bild1: neuer Folger


Bild2: herkömmlicher Folger


Zipdatei(35kB): Simulationsschematics, Röhrenmodell und Spice Logfiles von den doch etwas zeitraubenden Simulationsläufen.
ab-folger.zip

LG Mario

[Rumgucker]

Hi Mario.

Ich könnte mal versuchen, Deine Frage mit der Temp-Simulation zu klären. Hat hier vermutlich noch nie einer gemacht. Wär schon interessant. Aber... wann wirst Du die Antwort lesen, so selten, wie Du hier aufschlägst? In einem halben Jahr hätten wir beide schon längst die Frage vergessen....

Forschungen dieser Art gehen nur in einem konzentrierten und ggfls. wochenlangen Dialog und nicht zwischen Tür und Angel.

[Rumzucker]

Hallo Mario,

der Wegfall von R17 und R26 führt meiner Meinung nach zu mehr und nicht zu weniger Gegenkopplung! Konkreter: Vom Kollektor des Darlington-T Q4/Q6 erfolgt eine Spannungsgegenkopplung auf den Emitter von Q1. Wird R17 eingefügt, entsteht eine Stromgegenkoplung, die die Verstärkung von Q1 erheblich reduziert. Damit sinkt die Open-Loop Verstärkung, die den Spannungsgegenkopplungsfaktor bestimmt. Ergo: ohne R17 höhere Linearität da mehr Gegenkopplung. Aber: diese Compound-Anordnung (Q1/Q4/Q6) wird so auch wesentlich schwingfreudiger. Simulier doch mal die Open-Loop-Verstärkung des gesamten Amps, mit und ohne R17/R26. Und plotte dann mal das Gain-Phase Diagramm. Ich wette, da gibt es eine schöne, heftige Phasendrehung um die 10...30MHz, die Dir die Phasenreserve komplett wegknabbert.
Zur Temperaturstabilität: die wird mit dem Weglassen von R17/R26 nicht besser, sondern deutlich schlechter. Du kannst das leicht überprüfen, indem Du lokal die Modelle von Q2/Q3/Q4/Q6 mit einer höheren Temperatur parametrisierst. Dann mal auch die Temperatur von D6/D7 anheben - die sollen wahrscheinlich auf den Kühlkörper geschnallt werden - und dann feststellen, dass D1-D4 auch eine erhebliche Rolle spielen .
Bzgl. Arbeitspunktstabilität dieser Schaltung bin ich skeptisch, denn man muss sich darauf verlassen, dass 6 Dioden und 4 + 2 Transistoren ein gemeinsames Temperaturtracking haben ;no2 .

Grüßle vom Rumzucker

[Benno]

@Rumgucker: Ja, das ich hier nicht so oft poste liegt daran, das ich überhaupt in Foren nicht mehr sooft bin, weil wenig Zeit. Ich habe mich in der letzten Zeit ungefähr einmal/Woche hier eingeloggt um zu schauen, ob es was Neues gibt was mich entweder selbst interessiert oder ob ich ggf. was hilfreiches posten kann, beides war hier lange Zeit nicht der Fall - deshalb meine Stille, bevor ich irgendetwas langweiliges/off topic oder banales poste, lass' ich es lieber ganz. Bei Jogi gab es in der letzten Zeit ein paar Treads, wo ich was hilfreiches posten konnte und wenn ich am ~40 Jahre alten Röhrenradio nicht richtig weis wie ich das Skalenseil erneuern kann, bin ich hier auch off topic und bei Jogi 100% richtig.
Tut mir leid das ich nicht öfter hier sein kann

Danke für die Tips zur Temperaturdrift Simulation ich probiere das mal aus.

LG Mario

[ChocoHolic]

...von der Temperaturdrift mal ganz abgesehen.
Ich zweifle an, dass du bei einem realen Amp mit deiner obigen Schaltung den Arbeitspunkt wirklich stabil kriegst. Da stimme ich Zucker 100% zu.

Vor Urzeiten (1971) hat Dr. Bernard M. Oliver von HP mal ein Paper rausgebracht, indem er die Zusammenhänge auch mathematisch darstellt.
Die 5 Seiten lassen sich auf das banale Ergebnis zusammenfassen, dass der externe Emitterwiderstand gleich dem differentiellen Ausgangswiderstand des Transistors (in den Emitter hineinschauend) im Ruhestromarbeitspunkt sein soll. Das ist typischerweise erfüllt wenn der Ruhestromspannungsabfall über dem externen Emitterwiderstand zwischen 13mV und 26mV liegt, je nach Temperatur.
Der Klassiker bei vielen Auslegungen ist 23mV.

Ist deine Auslegung ohne Emitterwiderstände besser als der klassische Ansatz?

[voltwide]

Also der obige Schaltplan zeigt imho so einige Ungereimtheiten:
Der obere Leistungstransistor ist falsch bezeichnet, hier
gehört ein MJ2955 o. Ähnliches hin.
Der invertierende Eingang des Differenzverstärkerw
wird über 2x 100uF an Masse gelegt. Was soll das?
Die sogenannten Emitterwiderstände liegen in den
Kollektorleitungen der Transistoren und verheizen
zwar Energie, tragen aber nichts bei zur thermischen
Stabilisierung: Der Ruhestrom ist thermisch instabil.
Die Topologie der Ausgangsstufe wo die Leistungstransistoren
in Emitterschaltung arbeiten verspricht zwar geringere
Verzerrungen aufgrund der zusätzlichen Spannungsverstärkugen,
ist aber nicht so stabil wie einfache Emitterfolger.
Vor allem das Abschaltverhalten des 3055 mit 100R
Basiswiderstand ist schon ziemlich schlecht,
besser funktioniert das wenn die beiden
Endtransistoren als einfache Emitterfolger arbeiten
wobei dann von den davorgeschalteten Treibern auch
forciertes Ausräumen der Basis möglich ist.
Hinreichend schnelles Abschalten der Endtransistoren
ist von vitaler Bedeutung, wenn man sichergehen will,
dass nicht bei der ersten Verkopplung mit
Schwingfrequenzen oberhalb 20kHz die Transistoren
sofort abrauchen. Und spatestens an dieser Stelle
erkennt man, das PowerMOSFETs wesentlich robuster
sind als das "Arbeitspferd der Elektronik"

[ChocoHolic]

R17 und R16 liegen direkt in den Emitterleitungen von Q1 und Q5.
R9 und R10 liegen zwar in den Kollektorpfaden von Q2,Q3 bzw.Q4,Q6 - gleichzeitig liegen sie aber auch in den Emitterpfaden von Q1 und Q5.
Fließt in R9 & R10 Strom, reduziert das die Ube von Q1 und Q5. Q1 und Q5 wiederum steuern dann Q2,Q3 bzw.Q4,Q6 weniger stark an....
Also haben R9 und R10 sehr wohl einen stabilisierenden Gegenkopplungseffekt.

IMHO ist der "herkömmliche Folger" auch nicht 100% herkömmlich.

"Herkömmlich" wäre IMHO:
Bendomma's neue Schaltung aber mit R17 und R26!
Und die Auslegung so abgestimmt, dass beim gewünschten Ruhestrom an R17, R26 und R9,R10 jeweils 23mV abfallen.

Für eine stabile Temperaturkompensation dieser Endstufe wird aber in jedem Fall
ein Szikali-Vbe-Multiplier nötig sein.
Ich bezweifle, dass diese Endstufe mit zwei Dioden, oder auch einem einfachen Vbe-Multiplier vollständig temperaturkompensierbar ist.

[voltwide]

Ja, ich sehe jetzt auch dass der Spannungsabfall über den Emitterwiderständen
sich von den BE-Spannungen von Q1/Q4 subtrahiert inderselben Weise
wie bei einer Ausgangstufe in Kollektorschaltung (=Emitterfolger).
Also sollte mit einem Vbe-multiplier auch eine Temperaturstabilisierung
möglich sein. Um die thermische Kopplung zu realisieren,
kann man als Vbe-multiplier ein BD135o.ä nehmen und mit dem
Kühlkörper verschrauben.
Es bleibt aber das schlechte Abschaltverhalten der 3055 in dieser Schaltung,
das in der Kollektorschaltung deutlich verbessert werden kann.

[Basstler]

Jetzt weiss ich wieder warum mir Class D sympathischer ist
*duck und weg*

[ChocoHolic]

...ja ein 2n3055 und 2n3055P in Emitterschaltung mit 100 Ohm zwischen Basis und Kollektor sind reichlich lahm... Und sobald das Signal gößere Anteile von schnellen Vorgängen beinhaltet, bildet sich ein gößerer Querstrom durch Q2 und Q6 aus, weil die Bipolartransistoren systematisch ihre CE-Strecke schneller in Richtung niederohmig ändern als in Richtung hochohmig. Das kann sogar schon bei normalen Audiosignalen zu einer erheblichen Arbeitspunktverschiebung führen.
Da stimme ich voltwide zu, da kann leicht mal ne Endstufe verglühen.
???Vielleicht ist ja sogar ein Teil der unerkärlichen Verzerrungseigenschaften auf unterschiedliche Arbeitspunktverschiebungen zurückzuführen???
Zudem sind die 2N5401 und 2N5501 generell recht mager um nen 2n3055 anzusteuern.

Diese Schaltung ist eigentlich eher was für schnelle Ringemittertransitoren wie z.B.
2SC5171, 2SA1930 & 2SC2922 , 2SA1216.
Zudem: Wenn man so hochwertige Transistoren verwendet, dann kann man problemlos von dreistufiger Ausgangsstufe auf zweistufig vereinfachen.

Nochmals zur Temperaturkompensation:
Auch wenn Q2, Q3, Q4, Q6 in der Gegenkopplungsschleife von Q1 u Q5 liegen, so ist dieser Gegenkopplungsfaktor nicht unendlich. Mit zwei Dioden, bzw. einem einfachen Vbe-Multiplier lassen sich Q1 und Q5 grad knapp so halbwegs kompensieren.
Für eine vollständige Kompensation muss man hier jedoch Q1 und Q5 etwas überkompensieren, drum mein Vorschlag mit dem Szikali-Vbe-Multiplier.

[Benno]

Erstmal sorry, das ich jetzt erst antworte. Ich denke auch, das die Idee der Schaltung in Bild 1 nicht neu ist, logisch !
Ich hatte mich nur ebend gewundert, das im Übergangsbereich von Klasse A nach B nicht dieses Verzerrungsmaximum zu finden ist, das liegt aber sicher einfach an der höheren Schleifenverstärkung und damit höheren Gegenkopplung pro Zweig. Habe nun den LTSpice Parameter gefunden der alle Zweifel ausräumt:

".temp"

Die Schaltung in Bild 1 hat bei 80 Grad einen Ruhestrom von über 600mA, Schaltung in Bild 2 "nur" ca. 250mA. Bei 20 Grad jeweils 115mA. Gut das ist sicher stark vereinfacht, da diese Temperatur für alle Bauteile gilt was in der Praxis ja nicht so ist, aber es zeigt: Schaltung in Bild 1 --> Tonne !



LG Mario